一种数据速率可变的非相干扩频信号捕获方法

2015-04-20王召利祁东杰

制导与引信 2015年4期

顾杰，王召利，祁东杰

（上海无线电设备研究所，上海200090）

0 引言

直接序列扩频（DSSS）通信体制具有抗干扰、抗多径衰落、测距精度高、支持码分多址、隐蔽性强等优点［1，2］。航天测控通信广泛采用该技术，将测距、测速、遥控、遥测等功能有机地组合在一起。

信号捕获能力是测控通信接收设备的关键指标，接收机需要兼容多种数据速率和扩频码速率，并且需要适应相对运动引起的多普勒频偏。采用非相干扩频体制的遥测信号时［2，3］，基带数据和扩频伪码参考时钟源不同，造成相位不同步，而且基带数据速率可变，采用常规方法已无法有效捕获信号。

首先分析了常规扩频信号捕获方法的缺陷，在此基础上提出了一种部分匹配非相干累积捕获方法，通过仿真验证方法的可行性，并对捕获性能进行分析和比较。

1 扩频信号常规捕获方法

扩频测控采用脉冲数字采样-直接序列扩频-二相相移调制（PCM-DSSS-BPSK）体制，基带数据被伪随机码扩频后再经载波调制形成射频信号。接收机收到的信号可表示为

式中：Ps为接收信号功率；CPN为扩频伪码；d 为基带数据；fD是多普勒频移；n（t）为噪声。

为了从扩频信号中解调出基带数据，快速准确捕获载波频率和伪码相位是关键的一步。目前常用方法包括滑动相关-固定积分时间法、数字匹配滤波器法和串-并混合搜索法，结合快速傅里叶变换（FFT），进行码-频域二维搜索，以消除载波多普勒频移。典型方法有滑动相关分段FFT 法和匹配滤波实时FFT 法。

1.1 滑动相关分段FFT法

滑动相关分段FFT 法的核心思想是通过本地伪码串行搜索［1］，将完整伪码分为若干组进行分段相关运算，再将各相关值作FFT 处理。由于滑动相关累积和本地伪码搜索时间较长，FFT 的处理也需要时间，若伪码长度为N，最多需要超过N2个码片周期Tc。如果要减少捕获时间，需要多个相关器并行运算，将消耗大量的软硬件资源。最新的改进方法将数据预先存储，再利用FPGA 最高时钟进行离线快速运算，能将处理时间降低到N 个码片周期Tc加上N2个时钟周期Tp。

上述方法处理速度慢，且对信号特征有特殊要求。如果在码片处理周期内存在数据位翻转，其相关值会随数据率增加而降低，极端情况下会淹没在噪声中，采用该相关值进行FFT 处理也无法得到正确的多普勒频率。

1.2 匹配滤波实时FFT法

匹配滤波法采用FIR 结构的滤波器实现伪码相关［1］，以静止的本地扩频码序列作为滤波器的系数，相关过程相当于接收信号滑过本地序列。当滑到两个序列相位对齐时，必有一个相关峰值输出，N 个码片周期Tc即可完成捕获。针对多普勒频偏，还可以通过将匹配滤波器输入信号进行实时FFT 处理的方式进行时频域二维搜索，这种方法对软硬件资源消耗很大。

同样，非相干扩频遥测信号在一个伪码周期内可能存在数据位翻转。通过图1 的仿真结果可以看到，相关峰值随数据率提高而明显降低［3］。

图1 不同数据速率下的相关值

此时无法通过FFT 得到正确的多普勒频率，造成无法捕获或捕获在错误的频率和相位上，无法进行后续的跟踪和数据解调。

2 部分匹配非相干累积捕获方法

2.1 设计方案

如图2所示，接收端采用由射频直接变频到接近零中频的形式。相对于传统的超外差方式，可以降低AD 采样时钟速率，且复数正交下变频没有倍频分量，无需进行数字滤波。

图2 方案框图

接收到的射频信号经过带通滤波和低噪声放大后，下变频为I、Q 两路近零中频信号，经过AD采样数字化后可表示为

式中：Ts为AD 采样周期；fL为模拟下变频后的载波频率。I、Q 两路的功率PI、PQ经过了放大和数字量化，噪声nI（nTs）、nQ（nTs）也经过了同样处理。

将近零中频I、Q 信号通过复数下变频，得到基带信号Sb，I、Sb，Q，送入部分匹配滤波器进行处理，得到匹配相关值如下：

式中：h（-i）为滤波器系数，由接收机扩频码决定；匹配滤波器的长度为N。将各分段的匹配相关结果ZI（n）和ZQ（n）进行非相干累积，并设定捕获门限。当本地码和接收码相位对齐时，得到相关峰值，若超过捕获门限，即认为捕获到有用信号。

2.2 伪码匹配和累积

扩频码采用码组多、相关性能优的GOLD码，长度为1 023，码片速率为10.23 Mcps，数据速率为（4～64）kbps可变，数据和扩频码不同源。图3为扩频信号的数据模型。

图3 数据模型

从图3可以看到，码速率为10.23 Mcps时，一个伪码周期相当于10kbps时的数据周期。当数据速率为64kbps时，在伪码周期内最多会发生6次数据翻转。若采用整段匹配滤波，数据翻转导致相关峰抵消，无法完成捕获。

为了解决该问题，采用部分匹配滤波和非相干累积等技术，如图4。

匹配滤波器每个分段的长度设计为数据比特周期的一半，那么相邻两段匹配滤波器中总有一个的相关结果是不受数据翻转影响的。匹配滤波器长度和数据周期相关，给非相干累积创造了条件［4］。当码片速率为10.23Mcps，数据率为64kbps时，匹配滤波器每段长度为80个码片周期。

假设累积段数为N，各段分别进行相关运算，即

图4 方法结构

式中：ZI，k（n）和ZQ，k（n）分别为I、Q 两路基带数据第k段的匹配相关结果。

对k为奇数段的匹配滤波结果进行非相干累积，可得

对k为偶数段的匹配滤波结果进行非相干累积，可得

式中：Go（n）和Ge（n）分别为奇、偶两段匹配滤波结果的非相干累加值，通过对两路相关结果进行峰值搜索和实时比较，将能量强的那路相关峰值进行门限判决，若超过门限值即认为伪码成功捕获。

为了实现（4～64）kbps的变速率扩频信号捕获，采用64kbps下的部分匹配滤波器长度即可，但会牺牲低速率下的捕获灵敏度。可根据实际数据率，将相邻的匹配滤波器段由非相干累积改为相干累积。

2.3 多普勒频率估计

频偏对匹配滤波器相关峰值和能量的影响可分别用式（10）和式（11）表示：

式中：G 为相关峰值；E 为相关峰能量；Δf 为多普勒频偏；Rs为数据速率。图5给出了频偏对相关结果影响的具体描述。

图5 多普勒频偏对相关结果影响

载波多普勒频偏范围需满足±90kHz，匹配滤波器长度对应的数据率128kbps。为了不牺牲捕获性能，设多普勒频偏调整精度为16kHz，此时频偏和数据率的比值为0.125，相关峰值和能量损失很小。通常采用FFT 运算的方式实现频率搜索，方法实现复杂。由于匹配滤波器的单频点捕获时间很短，故采用改变频率多次捕获，通过寻找最大相关峰值确定捕获频率。

3 捕获性能分析和比较

为了对方法的捕获性能做进一步分析，进行计算机仿真比较。对比方法包括单比特数据完全匹配捕获方法以及单比特数据一半匹配捕获方法。单比特数据完全匹配法，即假设数据跳变点已知，故可利用完整数据进行相关匹配，无性能损失，是最佳的捕获方法，但在非相干扩频中比特起始点不可知，难以实现。单比特数据一半匹配法即不带累积的部分匹配法。

参数设置：伪码为长度1 023的GOLD 码，码片速率10.23 Mcps；数据速率64kbps；匹配滤波器每段80个码片；取N＝12段进行非相干累积；信噪比取-15dB～+45dB。匹配滤波器在接收信号和本地伪码对齐时产生相关峰值，未对齐时近似噪声，因此相关值的峰值和均值之比（PAR）为捕获的重要判断指标。图6给出了三种方法在不同信噪比下的相关值峰均比曲线。

图6 匹配性能比较

通过仿真结果可以看到，部分匹配累积法在信噪比-10dB～-5dB的区间内，其PAR和单比特数据完全匹配法接近，同单比特数据一半匹配法相比则有50%～80%的性能优势。随着信噪比的提高，部分匹配累积法的PAR相对单比特数据完全匹配法差60%，和单比特数据一半匹配相比则有25%的提升，说明非相干累积起到了效果。

为了验证在不同信噪比下，非相干累积段数对PAR 的影响，进行仿真试验，结果如图7所示。

从仿真结果可以得出，当信噪比为-15dB时，提高非相干累积段数并没有提高PAR，这是因为信噪比太低，无法形成有效相关峰。而当信噪比大于-5dB的时候，非相干累积段数的增加能够提高PAR，但并非线性增加。

累积段数的增加会直接延长捕获时间。捕获时间可表示为M×N×L，其中M 为频率搜索数，N 为非相干累积段数，L 为单比特数据周期。需通过选择合适的捕获门限、累积段数和频率搜索步进，实现捕获性能和时间的平衡。