蒋赢， 潘三博， 张希， 李建国， 胡鹏

（1.上海电机学院 电气学院，上海 200240;2.上海交通大学机械与动力工程学院，上海 200240）

0 引言

目前，在智能电网尤其在微网环境中，分布式发电系统的作用将越来越重要［1－3］。在小型户用分布式发电系统中，逆变器是整个系统最核心、最重要的设备［4－9］。由于各种微电源（风能、太阳能、蓄电池等）一般电压等级较低，逆变器要具备升压的功能，并输出符合市电要求的交流电以并网或直接供给本地负载。逆变器的研究一方面研究逆变器的拓扑及其控制策略等方面;另一方面要求逆变器具备高功率密度，即体积小，重量轻，因太阳能、风能、燃料电池等环节单独配备逆变器，可使分布式发电系统各种微电源实现即插即用，快速方便并入和撤离系统，且整个系统设计灵活。因此，高功率密度逆变器是现在的主要研究方向。

为提高逆变器的功率密度，就要尽量减少变换器中体积和重量最大的磁件的数量和体积，而采用磁集成结构的逆变器使逆变器中电感和变换器等磁件从结构上集成在一个磁件上，从而提高逆变器功率密度［10－14］。此外，设计良好的磁集成结构还能改善逆变器电气性能。因此，最近已经开始有研究人员将磁集成技术引入到分布式发电系统电力电子变换器中，如文献［15］中将磁集成技术用在蓄电池、超级电容等混合储能分布式发电系统变换器中;文献［16］中将平面磁集成技术应用在燃料电池分布式发电系统双向变换器中。

本文提出在基于移相全桥电路的逆变器拓扑结构上，将倍压整流侧的双滤波电感和高频变压器集成在一个磁芯上，即通过所提出的磁集成结构来提高功率密度。在减少磁件数量和体积的同时，所提出的集成磁件还能改善电气性能，即在保持滤波电感滤波功能和高频变压器升压功能的基础上，还能通过电感间的耦合作用快速降低循环电流，进而减少占空比丢失，减少谐波含量，保证输出交流电质量。本文先分析了集成磁件的结构，并分析了基于集成磁件的逆变器工作原理，最后通过实验样机进行实验验证。

1 基于分布式发电系统的升压逆变器

图1所示为带有升压逆变器的分布式发电系统，风能、太阳能、蓄电池等单独配备升压逆变器，再供给到电网或本地负载。相较统一的逆变器而言，某一风能、太阳能、蓄电池等的撤离和并入系统都非常容易，不需停掉整个系统，系统设计灵活方便。因此，为满足这一性能特性，要求逆变器具备高功率密度。图2所示为本文所提出的逆变器，可将风机、光伏电池、蓄电池等48VDC电压升压逆变输出为220VAC的部分。

图1 带有升压逆变器的分布式发电系统Fig.1 Distributed generation system with step-up inverter

图2 本文所提的升压逆变器Fig.2 The proposed step-up inverter

2 双电感和变压器磁集成结构的数学模型

图3（a）所示为双电感和变压器的集成磁件磁芯结构，磁芯采用EE型磁芯，左柱上滤波电感Lf1绕组所产生的磁通为φLf1，右柱上滤波电感Lf2绕组所产生的磁通为φLf2，φT为变压器产生的主磁通，滤波电感磁通φLf1和φLf2相互增强，为分析方便，变压器副边电压电流方向按关联方向选取。其中，iLf1、iLf2、iP和iS为滤波电感电流以及原副边电流;NP和NS为原副边匝数，NLf1和NLf2为左右两个磁柱电感绕组匝数，匝数相等，令 NLf1=NLf2=NLf;Rm1、Rm2和Rm3为左右两个侧柱和中柱的磁阻，且三柱取相同气隙，则 Rm1=Rm2=2Rm3。根据图 3（b）磁路图，φLf1、φLf2和φT可表示为

根据电磁感应定律，集成磁件中的电感电压VLf1和 VLf2，可表示为

将式（1）代入式（2），即可得到集成磁件中电感的数学模型为

其中，Lf1和Lf2为电感的自感，MLf为电感间的互感，kT为变压器原边电压对电感电压的系数，且分别表示为

通过式（3）集成磁件中电感数学模型可得出，集成后的两电感为磁通互相增强的耦合电感，除受自感和互感影响，也受变压器原边电压影响，当原边电压和kT较小时，集成磁件中的电感数学模型也可简化为普通耦合电感数学模型。

图3 耦合电感的磁芯结构Fig.3 Magnetic core structure of coupled inductors

同理，根据电磁感应定律，集成磁件中的变压器原副边电压VP和VS为

结合式（1）和式（5）进行分析，即可得到集成磁件中变压器的数学模型为

其中，im为集成后变压器的激磁电流，LP为变压器原边电感。激磁电流相对带载时的原副边电流较小，为方便变换器工作原理可忽略不计，即集成磁件中的变压器原副边电压和电流满足基本的匝比关系，即分析变换器电气性能时，可按照传统变压器模型来分析。

3 基于磁集成结构的逆变器工作原理

3.1 逆变器DC/DC级开关模态和减小占空比

图2（b）所示为本文提出的升压逆变器，分析工作原理前作如下说明：1）集成磁件中电感数学模型按式（3）来分析，变压器数学模型可按传统模型来分析，可令VP/VS=iS/iP=1/n;2）Vin为输入直流电压，开关管 S1－4和 Q1－4为理想开关管，其中 D1－4为S1－4反并联二极管，VS1－4为开关管 S1－4的驱动电压;3）二极管Dr1－2和电容 Cr1－2构成倍压整流电路，Cr1=Cr2，电容电压为 VCr1－2，倍压整流后电压为VDC，且 VDC=VCr1+VCr2，且 VCr1=VCr2=VDC/2;4）输出交流电压为Vo。图4所示为DC/DC级的高频工作波形，其中，T=t5－t0，T为半个工作周期，DonT=t1－t0，Don为正弦半波调制占空比。在每个周期中，基于耦合电感的DC/DC级移相全桥电路共有6个开关模态，图5给出了各个开关模态的等效电路图，可作如下工作模态分析：

1）开关模态1［t0，t1）（图5（a））。从t0到 t1，S1和S4开通，变压器原边电压为Vin，副边电压为nVin。Dr1导通，副边电感Lf1开始储能，电感电流iLf1（t）给Cr1充电，Dr2截止，iLf2（t）=0，iLf1（t）=iS（t）。电感Lf1上电压VLf1和原边电流iP（t）可表示为

图4 DC/DC级的高频工作波形Fig.4 High frequency operational waveforms of DC/DC stage

2）开关模态2［t1，t2）（图5（b））。在 t1时刻，S1关断，S4仍然开通，iP（t）通过D3进行续流，则此期间开通S3，可实现S3的零电压开通。由于D3导通，变压器原边电压被嵌位为零，进而副边电压为零。电感电流iLf1（t）续流，Dr1导通，iLf1（t）给Cr1通电，Dr2截止，iLf2（t）=0。耦合电感 Lf1上电压 VLf1和原边电流iP（t）可表示为

3）开关模态 3［t2，t3）（图5（c））。在 t2时刻，S4关断，原边电流iP（t）由反并联二极管D2和D3构成回路。因此，此段时间内不管是否开通S2，电流逆向流向电源，所以电源无法通过S2和S3向负载正向传递能量，造成占空比丢失。因原边电流通过二极管逆向流经电源，所以原边电压为－Vin，副边电压为－nVin，Dr1因iLf1（t）续流导通，Dr2因变压器副边电压极性翻转而导通。电感Lf1和Lf2上电压可表示为

4）开关模态4［t3，t4）（图 5（d））。在 t3时刻，iP（t）降到零，iLf1（t）=iLf2（t），iLf1（t）和 iLf2（t）继续续流给Cr1和 Cr2充电，且 VLf1+VLf2=VCr1+VCr2=VDC。电感电压和电流可表示为

5）开关模态5［t4，t5）（图5（e））。从t4时刻起，iLf1（t）和iLf2（t）降到零，电感储能释放完毕。

6）开关模态6［t5，t6）（图5（f））。从 t5时刻开始，下半周期开始，工作模态6和开关模态1分析相似。

图5 各开关模态的等效电路Fig.5 Equivalent circuits of each modes

集成磁件减小占空比丢失主要在开关模态3。当t5时刻开通S2时，要求电源向负载传递能量，但如果原边电流还没降为零，依然通过D2和D3续流流进电源，无法使电源向负载正向传递能量，造成占空比丢失。而集成磁件的两个电感由于有互感的引入，能使原边电流逆向流进电源的这段时间内快速降为零，这主要因为此段时间内的等效电感由于互感引入而大大降低，即式（14）中的（Lf1Lf2－M2Lf）/（Lf2+MLf）和（Lf1Lf2－M2Lf）/（Lf1+MLf）。由于互感M的引入，Lf1Lf2－M2Lf变小，进而等效电感量减少，使iP（t）快速下降，从而减少占空比丢失。如果电感间的耦合为紧耦合的话，等效电感量理论上可为零。

3.2 逆变器DC/AC级工作原理

图4所示的DC/DC级高频工作波形中只给出了某一个移相区间的工作波形。为使倍压整流侧输出正弦半波，占空比Don按照正弦半波规律进行调制，即通过移相的方式使S1和S4以及S2和S3的重合区间按照正弦半波规律变化，即如图6所示。最终，Don经正弦半波SPWM移相调制，使倍压整流侧的两个电容电压VCr1和VCr2为正弦半波，因为VDC=VCr1+VCr2，则VDC为正弦半波电压。DC/DC级输出的工频半波正弦电压VDC经工频逆变桥Q1－4产生交流电 Vo，即

由于逆变桥工作在工频，且在过零点进行切换，开关损耗可忽略不计，且控制方式简单可靠，控制成本低。

图6 正弦半波移相调制Fig.6 Sinusoidal half wave phase shift modulation

4 实验结果

本文实验参数如下：直流电源输入为48VDC，功率为120 W，交流输出为220 VAC;DC/DC级的开关频率为50 kHz，DC/AC级的开关频率为50 Hz;Don按照正弦半波规律进行控制，最大值为0.75;Cr1=Cr2=0.47 μF。为进一步减少变换器中磁件的体积，将双滤波电感和变压器绕在一个EE型磁芯上，即采用铁氧体EE52/28/20，中柱绕有变压器绕组，NP=13，NS=58，左右两侧柱上绕有滤波电感，NLf1=NLf2=16，Lf1=Lf2=180 μH，互感 M=60 μH。

图7给出了分立的耦合电感和变压器以及耦合电感和变压器三磁件集成的实物图。图7（a）为分立耦合电感和变压器，共两个磁芯，耦合电感的磁芯为 EI32/18/12，变压器的磁芯为 EE42/21/20;图7（b）为集成磁件，即耦合电感和变压器集成在一个磁芯上，从而减少了磁件的数量和体积，因左右两柱的最大磁密大于中柱磁密，所以集成磁件的磁芯比单独的变压器的磁芯大些，主要为了防止两侧柱磁饱和。如能专门定制磁芯，能进一步减小体积。

图7 分立磁件和集成磁件的对比Fig.7 the comparison of discrete magnetics and integrated magnetics

图8所示为在Don的最大值为0.7时DC/DC级的50 kHz工作波形。图8（a）所示为Don为0.7时原边电流iP波形和变压器原边电压VP波形，可见在占空比较大时，由于滤波电感间的耦合作用，原边电流快速下降，减少了占空比的丢失。图8（b）所示为Don为0.7时电感电流iLf1和iLf2的波形，即起到了滤波作用，同时也在占空比丢失期间通过耦合的作用使电流快速下降。图8（c）所示为倍压电容电压VCr1和VCr2的波形，由于 VCr1和VCr2的波形是交替上升和下降，于是叠加后的VDC（VDC=VCr1+VCr2）具有更小的纹波。

图8 DC/DC级高频工作波形Fig.8 High frequency operating waveforms of DC/DC stage

图9所示为额定负载下，Don经正弦半波调制后的工频50 Hz工作波形。图9（a）所示为倍压整流电路电容电压VCr1和VCr2的波形，可见经Don按照半波正弦规律变化后，VCr1和VCr2均输出半波正弦电压，并保证VDC（VDC=VCr1+VCr2）达到倍压的效果，提高直流侧输出电压。图9（b）所示为额定负载下输出电压Vo和电流Io的波形，正弦半波正弦电压经DC/AC级逆变桥翻转，输出交流电，即输出交流电压有效值为220 V，负载电流有效值为0.5 A。额定负载下，经PM3000A电力分析仪测试，THD值为4.5%。电流波形畸变小，谐波低，输出效果好。

额定负载下，为对比验证分别测试了基于分立磁件和集成磁件的逆变器效率，如图10所示。其中，分立磁件的最高效率为89%，集成磁件的效率低于分立磁件，这主要是由于集成磁件采用的是常规的EE型磁芯，如能根据磁密情况专门定制磁芯，能有效集成磁件的效率。

图9 工频工作波形Fig.9 Line frequency operating waveforms

图10 逆变器效率Fig.10 The inverter efficiencies

5 结语

本文提出了一种基于减小占空比丢失磁集成结构的单相升压逆变器。所提出的集成磁件减小了逆变器体积和重量最大的磁件的数量和体积，提高了功率密度。此外，集成磁件还能通过耦合作用快速消减原边循环电流来减少占空比丢失，进而改善电气性能。最后经实验样机验证，该逆变器结构紧凑，THD值小，适用于分布式发电系统中各个可再生能源的逆变器，如风能、太阳能、燃料电池等，并为蓄电池等储能环节的双向逆变器提供参考，同时也可单独应用于各个可再生能源发电系统。

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（编辑：张诗阁）