李佳伟 ,李 斌

(1.中国科学院上海天文台,上海 200030;2.中国科学院大学,北京 100049)

在天文领域,低噪声放大器(Low Noise Amplifier,LNA)作为射电天文望远镜接收机系统的一个前端元件,对于整个接收机的噪声和灵敏度有着至关重要的影响。由于来自外太空的信号过于微弱且噪声很大,所以在设计低噪声放大器时,不仅要提供较大的增益来放大微弱信号、抑制后级噪声,还要有非常低的噪声系数,以尽量降低噪声的影响。

湘潭大学刘丹丹等[1]设计一款工作带宽为4～18 GHz 的超宽带低噪声放大器,增益为15.95～18.73 dB,噪声小于4.9 dB,最低可达3.22 dB。电子科技大学钱可伟等[2]研制一款覆盖频率为0.1～2.8 GHz 的低噪声放大器,增益大于30 dB,噪声低于1.45 dB。但是在天文领域的应用中,因前级天线接收到的信号过于微弱,所以还需要继续优化噪声系数。

单片微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuits,MMIC)形式研制成的低噪声放大器可以在超高带宽上同时保持低噪声和高增益的性能。同时变组分高电子迁移率晶体管(Metamorphic High-Eletron-Mobility Transistor,mHEMT)又具有高频、高功率和低噪声的优点,被广泛应用于雷达、遥感和天文等领域[3]。故针对上述问题,本文使用法国OMMIC 公司70 nm GaAs mHEMT 工艺设计了一款工作带宽0.3～8 GHz 的超宽带MMIC 低噪声放大器,全频段增益大于40 dB,噪声温度优于65 K。该放大器覆盖了传统的P,L,S,C,X 五个天文传统观测波段,可以实现厘米波中高频多个传统波段的同时观测,一定程度上减少接收机的数量,节约了射电望远镜的建设和运行成本,满足未来的射电天文发展对超十倍频程带宽的接收性能需求。

1 电路设计

1.1 噪声特性及器件选择

低噪声放大器一方面需要将从前级天线接收来的微弱信号进行放大,同时,另一方面要将功率电平抬高到驱动后级所需的标准。这就要求低噪声放大器要具有很低的噪声和较高的增益。

由低噪声放大器的噪声公式[4]:

其中,NFn和Gn(n=1,2,3,…)分别代表第n级的噪声系数和增益。通过式(1)可以看到,低噪声放大器的整体噪声性能主要取决于第一级的噪声系数,同时前一级的高增益可以抑制后一级的噪声。值得注意的是,在天文领域,射电天文望远镜的接收机对于噪声性能要求更高,所以人们常常用噪声温度Te(单位为K)表征它的噪声性能。噪声温度Te和噪声系数NF(单位为dB)的转换关系如下[4]:

式中:T0=290 K。在选择晶体管时要顾及噪声、增益以及驻波比等特性。因为在改变晶体管的栅宽和栅指数时,晶体管的增益、噪声和阻抗特性等都会有不同的表现。所以在尺寸选择时,要根据设计指标要求,综合晶体管各特性参数后谨慎选择。本文采用OMMIC 工艺自带的S参数和噪声仿真模型,在工艺允许范围内分别对晶体管的栅指和栅宽进行扫描。

首先,控制总栅宽不变,来研究不同指数对于晶体管增益和噪声的影响,选用2×75 μm 与6×25 μm 两款总栅宽为150 μm 的晶体管来进行仿真,得到结果如图1 所示。

图1 不同指数晶体管对比。(a)S21参数对比;(b)噪声系数对比Fig.1 Performance comparison of transistors with different fingers.(a)Comparison of S21 parameter;(b)Comparison of noise figure

从图1 中可以看到,在同样的偏压下,晶体管指数越多,增益与噪声系数越小。若是考虑噪声系数,多指晶体管表现更好,然而多指晶体管也会带来一些不利因素。当电路工作频率很高时,晶体管的栅指之间就会耦合产生寄生参量,此外多栅指会导致每个指数与信号源的距离不同,导致输出相位不一致[5]。根据本次设计的0.3～8 GHz 超宽带低噪声放大器的技术指标要求,结合OMMIC 的多次流片经验,最终选用2指的晶体管。

接下来控制晶体管指数相同,对比不同的栅宽,仿真得到的结果如图2 所示。通过对2×45 μm、2×60 μm 和2×75 μm 三种晶体管的增益和噪声系数进行对比发现,2×75 μm 的晶体管增益较高,但是噪声系数相比另外两个型号表现略差。由图2 可知,在设计频段0.3～8 GHz 内,噪声系数实际相差很小,可以选择高增益的晶体管,在进行电路设计时,适当牺牲部分增益来得到较低的噪声。故综合考虑,本次设计采用的晶体管尺寸为2×75 μm。

图2 不同栅宽晶体管对比结果。(a)S21参数对比;(b)噪声系数对比Fig.2 Performance comparison of transistors with different gate widths.(a)Comparison of S21 parameter;(b)Comparison of noise figure

1.2 稳定性

在射频电路中,无论有源器件还是无源器件都是双向元件,所以在有源电路的输出端,匹配阻抗会通过晶体管的反向传输系数S12反射回输入端,如果反射回来的信号相位与输入的信号源相位相同,便有可能造成电路的震荡。因此电路的稳定性直接影响设计的电路是否可以正常工作。对于电路的稳定性,可以用K指数来进行分析[6]。

由式(3)可以看出稳定性系数K与每个S参数均有关系,只有在全频带内K＞1 且＜1,才可以说这个系统是绝对稳定的,也就是无条件稳定。通常可以通过在晶体管源极和地之间串联一个电感元件,从而构成一个负反馈电路来提高稳定性[7]。在实际的微波电路中,常用一段微带线来替代电感元件引入少量电感,以满足电路的稳定性要求。

1.3 偏置电路

直流偏置电路的选择对一个放大器电路来说是十分重要的,一个适当的偏置电路,既要给晶体管一个稳定、合适的工作电压和电流,还会一定程度上参与电路级间匹配。此外,偏置电路还有阻止外界的交流信号进入主支路、滤除直流电源的干扰等作用。对于高电子迁移率晶体管(High -Eletron -Mobility Transistor,HEMT),常用的供电方式为单电源供电或双电源供电。单电源供电是通过源极的负反馈电阻来调节源级偏压进行供电,但是这会消耗直流功率,降低工作效率[1]。故常用双电源供电结构来对电路进行供电。在这种电路拓扑中,漏极和源极分别单独供电,同时电路中引入电感可以防止主支路上的信号泄露到直流通路中,以提高电路的稳定性,同时还常常会引入去耦电容并联来进一步吸收射频信号。本次设计中漏极(Vd)给正电、栅极(Vg)给负电。注意在芯片测试时供电要严格遵守加电、去电顺序,以免损坏电路。

1.4 匹配电路

本文设计为超宽带低噪声放大器,故进行电路匹配时要实现宽带匹配,合理地调节电路的增益及平坦度、噪声和输入输出回波损耗。由于第一级的噪声对整体的噪声影响最大,低噪声放大器的第一级通常采用噪声匹配的方式,同时兼顾一些增益来抑制后级噪声。级间匹配通常在保证平坦度可接受的范围内尽量抬高增益,同时值得注意的是,由于天文领域对噪声要求很低,所以在设计第二级电路时同样要优先考虑噪声指标。最后输出匹配采用最大增益匹配并且兼顾输出回波损耗。在实际进行电路中各元件参数调节时,往往无法兼顾所有指标,例如,若是想达到很低的噪声温度,就要牺牲部分增益和输入回波损耗。因此要根据实际工程需求进行合理的取舍。本次低噪声放大器设计以噪声指标作为第一优先级,牺牲了部分输入回波损耗,同时将第一级处的输入匹配以及第一级的栅极偏压统一放到片外。

1.5 整体电路

图3 为本次设计的电路拓扑结构,电路采用三级级联来满足增益的需求,供电方式为双电源供电,在射频信号进入电路时,一般会先经过一个大的隔直电容来滤除直流杂波,降低噪声。但是本次设计中,由于频段相对而言较低,使得输入部分需要一个很大的电容,这可能会使测试时探针刮蹭对电容造成损伤,同时一个大面积电容会带来寄生参量的影响,故将输入端电容连同第一级栅极供电一起放到片外进行设计。在供电支路上的C4～C8这几个电容可以起到滤波的作用,防止外界信号干扰主支路。电路中漏极的电感L2～L4可以帮助提高电路增益、抑制后级噪声和调节增益曲线形状。同时漏极上的电感、电阻元件可以起到很好的隔离作用,既能防止有用信号泄露,又可以阻挡外界干扰通过供电支路进入主支路。此外电阻可以起到保护电路、调节电压的作用。漏极处的小电阻r为5 Ω,它可以有效地防止电路振荡,同时电阻较小不会引入过多的功耗。源极处均采用微带线代替电感进行负反馈。级间匹配采用LC 和单个电容的匹配方式,合理的取值可以提高电路的整体增益,同时不会对噪声造成太大的影响。栅极偏压电路通过一个大的台面电阻给晶体管提供控制电压,大电阻还可以起到防止射频信号泄露进入直流通路和优化低频噪声的效果。输出部分由一个大的隔直电容C3和一个21 Ω 电阻R1构成,很好地解决了输出匹配问题,同时电阻的加入也会提高电路的稳定性。

图3 LNA 电路拓扑结构图Fig.3 The LNA circuit schematic

1.6 版图设计

图4 为本文设计的版图结构,芯片尺寸为2000 μm×1000 μm(长×宽)。由于在做原理图仿真时,并没有考虑器件间的耦合,所以电容的尺寸因素对电路的影响在原理图仿真时并没有全部体现在仿真结果上,因此,需要对电路进行版图布局后进行电磁联合仿真。这是由于晶体管是一个3D 模型,而使用的电磁仿真软件只能进行2.5D 的平面电磁模拟器仿真,所以无法进行完整的电磁仿真[5]。

图4 LNA 版图Fig.4 The layout design of the LNA

同时版图的设计要考虑布线布局,各个元件的位置和摆放,遵循所使用工艺厂家所提出的设计规则。一个好的版图设计,不仅要使版图简洁、紧凑、美观,还要尽量与原理图仿真结果保持一致,甚至表现出比原理图更好的仿真结果。本次版图设计时将部分小电感(L2,L4)用一段微带线来替代,以使版图更加美观,同时也减少了电感模型中有空气桥连接带来的影响,接地采用OMMIC 工艺中的辅助孔接地,由于过孔会有一定的电感值,所以和微带线串联可以在一定程度上调节电路稳定性和输入匹配。此外,在空余的地方尽可能补上一些旁路电容,来减少接地和外界信号带来的影响。最终将设计好的版图进行工艺检查后进行流片。

2 仿真结果

图5 为S参数和噪声温度的仿真结果,图5(a)是原理图仿真结果,可以看出,在0.3～8 GHz 频率范围内,除2 GHz 附近有微小波动外,增益均大于40 dB,噪声温度在56 K 左右,输出回波损耗优于-10 dB,输入回波损耗为-4.6 dB。图5(b)是电磁联合仿真结果,与原理图仿真相比,在整个工作频段内增益大于40 dB且曲线平滑,在高频段增益得到显著提高,在8 GHz处达到45 dB。输入回波损耗优化为-5.5 dB。噪声温度在0.3 GHz 处约为65 K,在8 GHz 处达到51.4 K,实现了常温下(300 K)的较低噪声。在用版图进行模拟仿真时,之所以会出现增益高频段抬高的现象,是因为在电磁仿真中微带线模型本身带有一定的电感值,而电感会起到提高整个电路增益的作用。同时考虑到整个接收机系统,器件之间用传输线连接时,传输线在高频处会有较大的损耗,高频处的高增益可以对其进行一定的补偿,提高接收机整体的增益平坦度。本次设计以低噪声为主要目标,对S11参数做出一定牺牲,可在接收系统其他器件处进行补偿。

图5 LNA 仿真结果。(a)原理图仿真;(b)版图仿真Fig.5 Simulation result of the LNA.(a) Schematic simulation;(b) EM simulation

表1 为本文设计的超宽带低噪声放大器与国内外文献的主要指标对比。可以看到,在增益和噪声上,本文的设计具有一定优势,可以满足在天文领域的使用要求。

表1 LNA 性能对比Tab.1 Performance comparison of LNA

3 结论

本研究使用法国OMMIC 公司的70 nm GaAs mHEMT 工艺设计了一款覆盖频率0.3～8 GHz 的单片微波集成低噪声放大器芯片,该放大器采用三级级联、双电源供电结构,芯片尺寸为2000 μm×1000 μm(长×宽)。仿真结果显示,在工作频段内,增益大于40 dB,噪声温度低于65 K,输出匹配良好,电路无条件稳定。本设计对毫米波器件的自主研究和未来天文领域对超十倍频程带宽的接收机研发有着重要意义。