唐 威，马姗姗，穆新华，王江涛

(西安邮电大学 电子工程学院，陕西 西安 710121)

低压差稳压器(Low Dropout Regulator,LDO)能够为电子设备提供稳定的直流电压电源。由于其能够在更小输出输入电压差的条件下工作，已经被广泛应用于手机、图像传感器以及无线网络等领域。LDO的核心模块是基准电压源(基准源)。产生电压基准的目的就是建立一个与电源电压和工艺无关、具有确定温度特性的直流电压。基准源是模拟集成电路中重要的组成模块之一，其能够输出一个稳定的、不受外界参数变化影响的电源电压[1]。带隙基准源工艺简单，常用的基准源分为有运放(运算放大器)带隙基准源和无运放带隙基准源两种类型。相比于有运放的带隙基准源，无运放带隙基准源结构可以节约芯片面积，减小成本，应用的范围较广泛。

电源抑制比(Power Supply Rejection Ratio,PSRR)、温度系数和启动时间是基准源设计的三项重要指标。为了避免电源噪声影响输出，基准源需要具有较高的PSRR。温度系数衡量物理材料属性随温度变化的情况。随着温度的变化，具有较高温度系数基准源的输出电压的稳定性较差。启动时间反映电路对系统上电的反应速度，若LDO的上电时间过长，会造成延时增大，时序紧张，从而影响系统的正常工作。

为此，文献[2]提出了一种带有曲率补偿的低功耗基准电压源电路，采用高阶曲率补偿技术降低温度系数。文献[3]设计了电源抑制比增强电路以提高PSRR。但是，文献[2]和文献[3]均采用带有运算放大器的基准源，结构比较复杂。文献[4]采用负反馈补偿网络增强电源抑制比，但是，在低频条件下该基准源的PSRR较低，温度系数较高，导致基准源电压容易收到干扰，不够稳定。

为了满足手持电子设备的需求，本文拟设计一种无运放的带隙基准源，在经典的无运放带隙基准源结构上引入负反馈回路，以降低基准电压受电源噪声影响，维持基准电压的稳定，从而使得基准源具有较高的PSRR和较低的温度系数。设计快速启动电路，在电源上电时通过开关管快速导通以拉高基准电压，以加速带隙基准源的启动过程。

1 典型的无运放带隙基准源

带隙基准源利用两个分别为正、负温度系数的电压相互补偿得到产生基准电压。典型的无运放带隙基准源结构示意图如图1所示。图中，VIN为输入电压，VREF表示基准电压，P1、P2和P3分别为P型晶体管，N1和N2分别为N型晶体管，Q1、Q2和Q3分别为双极型晶体管，R1、R2分别为电阻。P1、P2和P3的宽长比相等，N1和N2的宽长比相等。采用电流镜结构使得A、B两点电压相等。图1中的P1、P2、N1、N2、Q1、Q2和R1组成一个与绝对温度成正比(Proportional to Absolute Temperature,PTAT)的电流产生电路。

图1 典型的无运放带隙基准源结构

双极型晶体管基极-发射极电压VBE的计算表达式为

(1)

其中：IS表示双极晶体管的反向饱和电流；IC表示流过双极型晶体管的电流；VT表示热电压。

VBE为具有负温度系数的电压，两个双极型晶体管的VBE差值ΔVBE=VBE1-VBE2为具有正温度系数的电压，将这两个电压通过一定的权重相加就可以得到与温度无关的基准电压[1]。图1中，双极型晶体管Q1的基极-发射极电压VBE1等于Q2的基极-发射极电压VBE2与R1上的压降之和[1,5-6]，可得关系式

ΔVBE=VBE1-VBE2=VTlnn

(2)

其中，n表示电路中使用双极型晶体管Q2的个数。

流过R1的电流的计算表达式[7]为

(3)

P1、P2和P3互为电流镜结构，流过P3支路的电流等于P1支路的电流，由此可得基准源电压的计算表达式为

(4)

其中，VBE3表示双极型晶体管Q3的基极-发射极电压。

由于VBE3具有负温度系数，VT具有正温度系数，由此可以选择合适的n、R1、R2的值就可以得到与温度几乎无关的基准源电压[8-9]。

2 电路设计

电路设计包括无运放带隙基准源设计和快速启动电路设计两个部分。

2.1 无运放带隙基准源

设计的无运放带隙基准源电路包括产生基准电压的核心电路和负反馈回路[10-11]，其结构示意图如图2所示。图中，Pi(i=1,2,…,9)为P型晶体管，Ni(i=1,2,…,6)为N型晶体管，Bias1和Bias2为偏置信号，EN为使能信号。

设计的带隙基准源电压由正温度系数电压ΔVBE与双极型晶体管的负温度系数电压VBE相互抵消产生[12-13]。电路中Q2的个数为Q3的8倍，P4、N3和N4组成电流源，P7和P8为电流镜结构，P6为使能控制的开关管，P9的漏端与N4的漏端相连，P9漏端电流经N4流向地，R6、R7、P7、P8、N5、N6、Q2、Q3、R9和R10构成基准电压的核心电路，Q3、N6、P9、N3、P5和R4构成负反馈回路。

图2 无运放的带隙基准源结构

图2中，Q3基极-发射极电压VBE3等于Q2基极-发射极电压VBE2与R9上的压降之和，其关系表达式为

R9I=VBE3-VBE2=VTln8

(5)

即

(6)

其中，I9表示流过R9的电流。

输出基准源电压的计算表达式为

(7)

其中：P8为P7的复制电流；2I9为流过R10的电流。

在电路中，引入了负反馈机制使基准电压维持稳定。当基准电压VREF升高时，则双极型晶体管Q3的集电极电压会受影响而降低，晶体管N6漏端的电压也会随之降低，使得晶体管P9的漏端电压升高，N3的漏端电压随着升高，从而导致P5的栅端电压升高，P5的漏端电压降低，使得基准电压VREF降低，维持了基准电压的稳定。

无负反馈机制时，电源电压的波动通过P5支路影响基准电压的变化，基准电压和电源电压的关系可以表示为

(8)

其中，rOP5表示晶体管P5的输出阻抗。

式(8)两边对VIN求偏导得到

(9)

当引入负反馈机制后，可以将Q3和N6以及P9和N3看作两对共源共栅放大，将其增益分别记为A1和A2。偏置电压主要由自偏置共源共栅结构的偏置产生，可以忽略偏置电压对基准的影响，从而得到A1和A2的计算表达式分别为

A1=-gmQ3(rOP8+R8)

(10)

A2=-gmP9rOP4

(11)

其中：gmQ3、gmP9分别表示Q3、P9的跨导；rOP8、rOP4分别表示P8、P4的跨导。

根据负反馈回路可以得到

(VIN-VREFA1A2)gmP5R5=VREF

(12)

即

(13)

其中，gmP5表示P5的跨导。

式(13)两边对VIN求偏导得到

(14)

通常在设计中，电路的增益A1和A2均较大，使得A1和A2的乘积较大，使得式(14)的计算值远小于式(9)的计算值，导致增加负反馈回路后基准电压受电源电压的影响变小。

2.2 快速启动电路

图2中，基准启动是通过先建立偏置电流，由N3、N4下拉电流源拉低栅压将P5导通给R4、R5进行充电，达到启动的目的，其启动时间较长。为了更快速、稳定地启动基准源电压，设计了快速启动电路，其结构示意图如图3所示。图中C1为电容。

图3 快速启动电路结构

图3快速启动电路中，P1为开关管，N1、N2为电流镜。VGS_P1、VGS_N1分别为P1、N1的栅源电压，VTH_P1、VTH_N1分别为P1、N1的阈值电压，快速启动的原理为，当系统上电后，因为P1栅端接的低电势，当|VGS_P1≥VTH_P1|时，P1导通，将VREF电压快速拉高，当VREF升高到VGS_N1=VTH_N1时，即

0=VGS_N1-VTH_N1

=VG_N1-VS_N1-VTH_N1

=VG_N2-VREF-VTH_N1

(15)

其中：VG_N1、VG_N2分别表示N1、N2的栅极电压；VS_N1表示N1的源极电压。

设VGS_N2表示N2的栅源电压，当基准源电压达到

VREF=VGS_N2+VBE1-VTH_N1

时，N1截止，快速启动电路停止工作。随后由N3、N4下拉电流源拉低栅压将P5导通给R4和R5进行充电。

3 仿真结果及分析

使用5 V 0.35 μm CMOS工艺设计电路，应用Cadence仿真工具，在输入电源电压为3 V下对基准源温度系数、PSRR和启动时间进行Typical-Typical(TT)、Fast-Fast(FF)和Slow-Slow(SS)等3种工艺角仿真，基准源温度系数仿真结果如图4所示。可以看出，在-40～125 ℃条件下，各个工艺角基准源压差都比较小，其中，TT工艺角下基准源输出的电压比较稳定，压差为5.33 mV。

图4 基准源温度系数仿真结果

根据温度系数计算公式[1]计算此时的温度系数

(16)

其中：Vmax、Vmin分别表示仿真温度区间内基准电压源输出电压的最大值和最小值；Tmax、Tmin分别表示仿真的最高温度和最低温度。经计算得出实验条件下TT工艺角的基准源温度系数为25.3 ppm/℃。

对基准源的PSRR进行TT、FF、SS 3种工艺角仿真，仿真结果如图5所示。可以看出，改进的带隙基准源在3种工艺角下低频的PSRR范围为-88 dB～-112 dB。其中，TT工艺角基准源的PSRR为-90.1 dB。

对基准源的启动时间进行TT、FF和SS等3种工艺角仿真，仿真结果如图6所示。

图5 基准电压PSRR仿真结果

图6 基准源启动时间的仿真结果

从图6(a)中可以看出，当输入电压上电时间为1 μs时，在不同工艺角下无快速启动电路的基准源启动时间范围为80 μs ～120 μs。引入了快速启动电路后，基准源启动时间为9 μs。基准源启动速度较快，说明快速启动电路明显提高了基准源的启动时间。

本文设计与其他文献性能参数比较结果如表1所示。可以看出，在温度范围差不多的实验条件下，综合考虑温度系数、PSSR和启动时间等参数，本文方法设计的基准源性能相对较好。文献[2]和文献[8]都采用温度补偿方法降低温度系数，其温度系数均小于7 ppm/℃的，但是，这两种方法均没有考虑启动时间问题，并且其PSSR值较低，从而导致基准源的抗干扰能力较差。文献[7]采用自偏置高摆幅共源共栅电流镜提高了电路的PSRR值，增强了基准源的抗干扰性能，但是，这种方法的温度系数较高，并且启动时间较长，大于10 μs。较长的上电时间会影响电路系统正常工作。

表1 本文设计与其他文献性能参数比较结果

采用5V 0.35 μm CMOS工艺，设计的基准源电路版图如图7所示，包含快速启动电路的版图面积约为250 μm×120 μm。

图7 无运放带隙基准电路版图

4 结语

利用5 V 0.35 μm CMOS工艺，设计了一种可快速稳定启动无运放的带隙基准源。整个电路由快速启动电路和无运放带隙电路两个部分组成。在快速启动电路部分的设计中，利用开关管快速导通，在电源上电时迅速拉高基准电压，加速带隙基准源的启动。在无运放带隙电路部分的设计中，以经典的无运放带隙基准源结构为基础，在其上增加了负反馈回路，以降低基准电压受电源噪声影响，维持基准电压的稳定。仿真结果表明，在-40 ℃～125 ℃温度范围内，设计的基准源兼顾了PSRR、温度系数和启动时间等指标，其PSRR值较高，温度系数和电路的启动时间较低。