吴雷 全书海

摘 要： 针对如何提高变换器增益的同时，使变换器具有更高的工作效率，提出一种高升压比ZVS直流变换器，详细分析其工作状态与原理，在此基础上对其电压增益进行推导，讨论其ZVS工作条件，特别分析考虑电路寄生参数影响时变换器的工作情况。发现该变换器具有如下特点：1） 通过合理设计电路参数即可实现高升压变换； 2） 采用两相交错并联技术，使得输入电流及输出电压纹波频率变为开关频率的两倍； 3） 所有的开关管和输出二极管都实现了软开关，减小了电路损耗。最后搭建了一台 5 KW 实验样机，通过实验验证了理论分析的正确性。

关键词： 高升压比；ZVS；两相交错

0引 言

BOOST變换器由于结构简单、易控制、效率高等优点，现已广泛应用于UPS、功率因数校正、通讯电源等诸多领域。随着新能源技术不断发展，不可再生能源的消耗日益严重，使得燃料电池、太阳能等新型能源在电源领域得到广泛的应用。由于太阳能和燃料电池输出直流电压较低，一般为几十伏到一百来伏之间，不足以为电机、并网逆变器等模块提供所需的高压输入。因此，高效率高升压比直流变换器在燃料电池等新能源领域中不可或缺。

本文提出的高升压比ZVS直流变换器，不需要额外增加谐振电路就可以使开关管和二极管工作在ZVS状态，即开关管零电压关断，二极管零电压开通，可以很大程度的降低开关损耗，提高变换器的效率和功率密度，并搭建仿真和实物进行原理验证。

1工作原理

图1为本文所提出的高升压比ZVS直流变换器主电路及其各状态图，在分析其工作原理之前做如下假设：1）电容C1、C2取临界状态值且C1=C2，Cout足够大，输出电压保持不变。2）电感 L1与 L2 相等且足够大，流过的电流连续；3）所有器件都是理想器件，不考虑寄生参数等的影响。4）开关占空比D>0.5，有源开关VT1、VT2采用相差180°的相位控制。

开关状态1（t0-t1）开关管VT1关断，VT2导通，输入电流第一条支路由电源正极经电感L2、开关管VT2流向电源负极；第二条支路由电源正极经电感L1、二极管D2、VT2给电容C2充电，一部分经二极管D2、D4给负载供电，另一部分直接经电感L1、电容C1、二极管D3给负载供电，此时的电容C1处于放电状态。由于该期间电容C2处于完全充电状态，C1处于完全放电状态，故开关管VT1可实现零电压关断，二极管D4可实现零电压开通。因为电感取值较大所以可设t0时刻流入电感初值保持不变，L2的电流初始值为I0，则：

（1）

（2）

（3）

（4）

其中根据功率守恒定律有：

（5）

R为输出负载电阻阻值，Uout为输出电压值。

（a）开关状态1状态图

（b）开关状态2、4状态图

（c）开关状态3状态图

开关状态2（t1-t2）开关管VT1、VT2同时导通，输入电流从电源正极分别流经电感L1、L2、开关管VT1、VT2到电源负极，形成两个闭合回路；同时输出电容Cout给负载供电维持输出电压的稳定。此时的开关管两端电压为零，电感电流呈线性增长，电容C1、C2及二极管两端电压被箝位。由于在t1时刻电感L1的电流刚好减小到零，所以：

（6）

（7）

（8）

开关状态3（t2-t3）开关管VT1导通、VT2关断，输入电流第一条支路由电源正极经电感L1、开关管VT1到电源负极形成一个闭合回路；第二条支路由电源正极经电感L2、二极管D1、电容C1的正极、开关管VT1给电容C1充电，与开关状态1类似。

（9）

（10） （11）

（12）

开关状态4（t3-t4）开关管VT1、VT2又同时导通，电感电流继续线性上升，电容C1、C2及二极管又继续被箝位。在t4时刻，VT1关断，开始下一个周期工作，重复之前的各状态。

（13）

（14）

（15）

2性能分析

2.1 电压增益M

普通的两相交错并联高增益DC＼DC变换器[1]是把升压电容C1、C2取得足够大让其等效成一个电压源进行分析，直接由输入电压加上电感上的压降和电容上的电压达到传统boost变换器的两倍升压效果。而本文所研究的是当升压电容C1、C2不能等效成电压源时该变换器的增益，电感取值依然可以取的较大值将电感等效为电流源进行分析，流入L1、L2的电流相等为输入电流的一半，流入电容C1、C2的电流相等为电感L2电流的一半，该时间内任意时刻电容C1上的电压为：

（16）

而

（17）

由（5）可得，

（18）

（19）

故

（20）

由回路2可知：

（21）

由回路1可知：

（22）

将（21）代入有：

（23）

将此式子化简得，

（24）

即 （25）

由式（26）可知，根据输入输出参数合理设计电容值，占空比，周期值和负载便可实现高升压变换，而在本文中将着重介绍如何在实现ZVS的同时实现普通boost变换器的两倍升压。该增益M只针对电容C1、C2取小时有效，电容C1、C2取大时不满足该条件需用另外方法进行推导。

2.2 ZVS实现条件

根据分析整个周期变换器工作原理可知，要实现ZVS需满足在t3时刻之前，Uc1要上升到Uout，Uc2下降到零伏；

由图4等效电路图结合电容的电荷守恒定律有：

（26）

即 （27）

将（19）、（25）代入（27）可得：

（28）

将（27）代入（25）可得：

（29）

即当电容C1、C2取临界值 时，变换器刚好可实现为传统boost变换器的两倍升压；若电容C1、C2取值小于临界值时，可以实现ZVS，但是增益小于两倍，介于一倍到两倍之间；若电容C1、C2取值大于临界值时，开关管VT1、VT2工作在完全硬开关状态，升压比依然为两倍。

2.3器件电压电流应力

由于该变换器结构对称性，开关管电压电流为单相boost变换器的一半，且能自动实现均流功能，且二极管D1、D2、D3、D4的电流应力为输入电流的一半，电压应力均为输出电压Uout，与普通高增益变换器相比，其电压、电流应力都没有增加。

3实验研究

为了验证理论分析的正确性，根据simulink仿真参数做了一个5KW样机进行原理验证，额定时的实验参数如下：输入电压Uin=100V；输出电压500V；输出功率5KW，占空比D=0.6；電感L1=L2=0.4mH，电容C1=C2=0.47μF，输出电容Cout=1000μF。

图2是该电路在额定条件下稳态时的实验波形。图2（a）为开关管VT1、VT2在占空比为0.6相位相差180°的情况下的驱动波形Q1和Q2。可以看出该波形呈现了4种状态与前面分析一致。图2（b）为输入电压Uin和输出电压Uout的波形图，可以看出在输入电压为100V，占空比为0.6的情况下输出为500V，升压比为普通boost的两倍。图2（c）为电容C1、C2两端电压波形，可以看出电容也呈现出了4种工作状态，分别是开关管VT1关闭、VT2导通时，电容C1两端电压呈线性下降、C2两端电压呈线性上升；开关管VT1、VT2同时导通时，电容C1两端电压箝位在0V，电容C2两端电压箝位在输出电压；开关管VT1导通，VT2关闭时，电容C2两端电压呈线性下降、C1两端电压呈线性上升；开关管VT1、VT2同时导通时，电容C2两端电压箝位在0V，电容C1两端电压箝位在输出电压。与前面分析的一致。图2（d）为开关管VT1、VT2两端电压波形图，从图可以看出在开关管导通时电压为0V，而关断时开关管电压呈现的是缓慢上升，即零压关断，可有效减小开关损耗。

（a）开关管VT1、VT2驱动波形

（b）输入输出电压波形

（c）电容C1、C2两端电压波形图

（d）开关管VT1、VT2两端波形

4结论

本文提出了一种高升压比ZVS直流变换器，通过对该变换器进行理论分析和搭建实验样机进行实验验证，相对于普通高升压电路而言，该电路在实现高升压的前提下没有增加额外的电流电压应力，而且也没有增加额外的谐振电路，结构简单，效率较高，易控制。

参考文献

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