刘海朋，郭昌建

(华南师范大学华南先进光电子研究院，广州510006)

随着高宽带业务的出现，用户对于接入带宽的需求逐渐增加，推动了长距离无源光网络(LRPON)的研究与发展. LR-PON 可以扩展接入网的覆盖范围，从传统的20 km 到100 km. LR-PON 结构简单、架设与运维成本较低，已被广泛研究［1－3］. 要实现高速光纤通信，根据实现方式的不同，可分为相干光通信和直接检测光通信. 相干光通信采用相干技术，实现电域与光场间的线性转换，接收灵敏度较高，但系统实现复杂，对光器件要求更苛刻;而直接探测光通信系统实现简单、成本较低. 所以在LR-PON中，有效提高强度调制/直接检测(IM/DD)光通信的性能是其实际应用中需要解决的关键技术之一.

正交频分复用(OFDM)技术［4］是一种多载波调制技术，凭借其强的抗符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)和抗衰落的能力等优点，在通信领域得到了广泛应用［4－6］. OFDM 信号是多个子载波信号的叠加，如果在某一时刻，多个相位相同或相近的子载波叠加，就可能产生比较大的峰均值功率，因而有较大的峰均值功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR). PAPR 较大是OFDM 系统的缺点，它要求功率放大器的线性范围高，导致功放效率降低. 因此，降低PAPR 对OFDM 系统具有重要意义. 有较多方法降低PAPR［7］，本文采用离散傅里叶变换扩展(DFT Spread)技术［8］实现离散傅里叶变换扩展正交频分复用(DFT-S-OFDM)IM/DD 光通信实验系统.

在LR-PON 中，由于色散等影响，光纤信道呈现出线性损伤和功率衰落. 接收端需要获得信道频率响应(Channel Frequency Response，CFR)才能正确解调，信道估计已成为长距离光通信的必要任务［5］. 传统的信道估计大部分需要在发送数据分组前先发送训练序列或符号中插入导频以便接收端提取信道状态信息［9］;对于时变信道，这些基于已知信息的估计方法需要发送端定期发送训练序列来更新信道状态，这将导致频谱效率的降低. 为此，本文首次在IM/DD光通信系统中使用基于隐含导频(ST)的信道估计和均衡方式［10－11］. 这种信道估计方法由于无需分配特定时隙用于信道估计而具有更高的频谱效率.

为了增加IM/DD DFT-S-OFDM 的传输距离，本文使用了超奈奎斯特镜像混叠(Super-Nyquist Image Induced Aliasing)技术［12］来补偿色散引起的功率衰落. 所谓的超奈奎斯特镜像(Super-Nyquist Image)，是指数模转换器(Digital-to-Analog，DAC)由于零阶采样保持(zero-order hold)效应而产生的高于信号带宽的镜像信号［13］. 通常，在DAC 输出端增加1个模拟的抗混叠滤波器来滤除这个超奈奎斯特镜像. 而本文保留一定的超奈奎斯特镜像，来补偿色散引起的功率衰落，进而增加IM/DD DFT-S-OFDM 的传输距离.

基于DFT-S-OFDM，设计并实验实现一种强度调制/直接探测光通信实验系统. 通过使用隐含导频信道估计和超奈奎斯特镜像混叠技术，速率为20-Gb/s 的正交相移键控(QPSK)DFT-S-OFDM 信号在标准单模光纤中成功传输了83.2 km. 同时研究了ST 信道估计的性能. 结果证明，基于隐含导频的信道估计与基于前置训练序列的信道估计(Preamble Based Channel Estimation)相比，有着更高的频谱效率以及相当的误码率性能.

1 实验方法

强度调制/直接探测DFT-S-OFDM PON 实验装置如图1 所示. 实验系统分为信号发射、信号传输、信号接收3 部分.

图1 IM/DD DFT-S-OFDM PON 的实验装置Figure 1 Experiment setup of an IM/DD DFT-S-OFDM PON

1.1 信号发射

在中心局端产生DFT-S-OFDM 信号、叠加ST 序列以及上转换信号. 首先将二进制序列映射成QPSK 信号s，串并转换为:

快速傅里叶变换长度为N =1 088，每次传输的OFDM 符号数M=1 000. DFT-S OFDM 信号的产生过程为:先将经过QPSK 映射后的信号进行1 次快速傅里叶变换(FFT)，再填充至第3 ～514个子载波中，第1、2、515 ～575个载波填充0，同时，为了使逆快速傅里叶变换(IFFT)后的OFDM 信号为实数，第3 ～514个载波的复共轭信号调制在1 087 ～576 载波上. 然后把恒模、零自相关的序列p 作为隐含导频叠加到信号s 上:

其中φ 为隐含导频的功率. 通过添加循环前缀、并串转换之后，下载到采样率为20 Gb/s 的任意信号发生器(Tektronix AWG 7122C)中，产生DFT-S-OFDM基带电信号. 电信号经过线性放大器(SHF807)放大之后送入1个马赫－曾德尔光强度调制器(MZM)，将DFT-S-OFDM 电信号调制到波长为1 550.12 nm的光载波上，光源是1个分布反馈式激光器(DFBLD).

1.2 信号传输

信号传输为光纤链路，用于光信号的传输. 使用的光纤为83.2 km 标准单模光纤(SSMF)，损耗为17 dBm.对于传送的每帧DFT-S-OFDM 信号，第1个符号是同步信号，后续的10个符号为性能比较的训练序列信号，之后是1 000个常规的DFT-S-OFDM 符号和1 000个叠加了训练序列的DFT-S-OSDM 符号.

1.3 信号接收

信号接收端包括直接检测、光电转换和信号处理等. 通过光纤的光信号到达接收端，用1个光衰减器(Variable Optical Attenuator，VOA)来改变预放大接收机的接收功率. 光纤衰减引起的功率损失由噪声指数为4.3 dB 的掺铒光纤放大器(Erbium Doped Fiber Amplifier，EDFA)来补偿. 之后通过0.8 nm 的光带通滤波器(OBPF)去除带外噪声，再由光电探测器(PD)光电转换后，将电信号送入到1 台4通道、最大采样率为100 Gb/s、最大带宽为33 GHz的实时示波器(Tektronix DPO 73304D)中进行信号采集和离线DSP 处理. 离线DSP 处理包括降采样、时钟同步［14］、信道估计、串并转换、FFT、逆扩展、解调及误码检测等.

2 结果与讨论

首先，对比ST-CE 和TA-CE 在背靠背(B-2-B)和83.2 km 光纤传输情况下，信号导频功率比(SPR=10lg(1/φ))和接收功率(received optical power，ROP)对误码率的影响(图2)，Itr 表示迭代次数.

图2 是不同SPR 对误码率的影响，B-2-B 时接收功率是－19 dBm. 为了对比的公平，不同SPR 的隐含导频对应不同长度的导频，如SPR =10 dB 时，隐含导频的功率为0.1，对应的导频的长度为0.1 ×1 000 =100个符号(其中，1 000 是有效信号的符号个数).图2 的B-2-B、TA-CE 曲线表明，随着导频的长度越来越短，TA-CE 不足以估计出足够长的CFR，误码率逐渐增大. 而ST-CE 随着SPR 的减小，误码率是先减小后增大，这是因为在SPR 较小时，信号功率较小，信噪比较小，性能较差，随着SPR 的增加，信噪比升高，相应的性能得以提升;但是，随着SPR 越来越大，叠加的训练序列功率越来越小，接收端提取的训练序列也越来越不准确，估计出的信道误差也越来越不准确，所以性能也再次变差. 同时这种隐含导频信道估计中，信号将作为噪声源，影响信道估计的准确性，所以采用迭代反馈的方法来消除信号对信道估计的影响，而且只需要迭代1 次(图2 中后缀为Itr=1 的曲线)，其性能即可提升.

图2 信号导频功率比(SPR)对误码率的影响Figure 2 Impact of SPR on the bit error ratio

图3 是实验测得的接收光功率对ST-CE 和TACE 两种信道估计方法误码率的影响，实验条件为B-2-B，SPR=20 dB. ST-CE 和TA-CE 具有相近的误码率性能，甚至具有微小的灵敏度优势，即达到相同的BER，相比着TA-CE，ST-CE 需要较小的接收光功率.

然后对比在83.2 km 情况下，ST-CE 和TA-CE 2 种信道估计方法的SPR(图2)和ROP(图3)对误码率的影响. 标准单模光纤传输83.2 km 后，2 种方法估计出的信道频率响应如图4A 所示，两者估计的信道相差很小. 从图2 可以看出，经过83.2 km传输后，接收功率控制在－18 dBm，ST-CE 估计性能随SPR 的增大具有和B-2-B 相似的趋势，误码率都是先减小后增大. 从图3 看出，83.2 km 传输后，SPR 设定为16 dB，ST-CE 的灵敏度和TA-CE 的灵敏度相当，但采用ST-CE 方法节省了带宽，提高了频谱利用率.

图4 传输83.2 km 标准单模光纤后(A)测得信道的频率响应、(B)估计出的信道信噪比及(C)不同接收带宽的星座图Figure 4 (A)Measured channel CSI，(B)measured SNR of the received signal，and (C)constellations of received signals with different receiver bandwidth after 83.2 km standard single mode fiber transmission

在83.2 km 传输中，使用了超奈奎斯特镜像混叠技术［12］，即在发射端不使用抗混叠滤波器，保留一定的镜像信号，并在接收端故意引入频谱混叠来补偿色散引起的功率衰落. 图4B 是传输83.2 km标准单模光纤后测得信道的信噪比，接收机带宽为14.5 GHz 时测得SNR 与10 GHz 带宽时相比，在色散引起的功率衰减部分(6.7 GHz 附近)有约5 dB的提升. 两种接收机带宽下，解调出信号的星座图如图4C、D 所示，带宽分别为10、14.5 GHz. 在使用超奈奎斯特镜像混叠技术之后，信号质量有明显提高.

3 结论

首次通过实验实现了基于隐含导频信道估计的IM/DD DFT-S-OFDM PON 系统. 通过采用QPSK 调制、超奈奎斯特镜像混叠技术，速率为20 Gb/s 的DFT-S-OFDM 信号在标准单模光纤中成功传输了83.2 km. 同时，在OFDM 系统中，对比了隐含导频信道估计和前置导频信道估计的性能. 结果显示，基于隐含导频的信道估计与前置导频信道估计相比，达到一致的估计性能和灵敏度，同时基于隐含导频的信道估计节省了带宽，提高了频谱效率.

［1］Townsend P D，Talli G，Chow C W，et al. Long reach passive optical networks［C］∥IEEE LEOS annual meeting. Orlando，USA，2007.

［2］Song H，Kim B W，Mukherjee B. Long-reach optical access networks:A survey of research challenges，demonstrations，and bandwidth assignment mechanisms［J］.IEEE Communications Surveys ＆ Tutorials，2010，12(1):112－123.

［3］Browning C，Du L B，Lowery A J，et al. Reconfigurable WDM-OFDM-PON employing wavelength selective switching with SSB and direct detection optical OFDM［J］.Optics Communications，2015，334:314－318.

［4］Armstrong J，Lowery A J. Power efficient optical OFDM［J］. Electronics Letters，2006，42(6):370－372.

［5］Shieh W，Athaudage C. Coherent optical orthogonal frequency division multiplexing［J］. Electronics Letters，2006，42(10):587－589.

［6］郭昌建，戴龙玲，黄凌晨，等. 16－QAM 调制的双偏振100－Gb/s 码分复用－正交频分复用信号的产生和传输［J］. 华南师范大学学报:自然科学版，2014，46(4):37－42.Guo C J，Dai L L，Huang L C，et al. Generation and detection of a 100-Gb/s duar-polarization optical signal using 16-QAM-OFDM［J］. Journal of South China Normal University:Natural Science Edition，2014，46(4):37－42.

［7］Jiang T，Wu Y. An overview:Peak-to-average power ratio reduction techniques for OFDM signals［J］. IEEE Transactions on Broadcasting，2008，54(2):257－268.

［8］Tang Y，Shieh W，Krongold B S. DFT-spread OFDM for fiber nonlinearity mitigation［J］. IEEE Photonics Technology Letters，2010，22(16):1250－1252.

［9］Liu X，Buchali F. Improved nonlinear tolerance of 112-Gb/s PDMOFDM in dispersion-uncompensated transmission with efficient channel estimation［C］∥34th European conference on optical communication. Belgium，Brussels，2008.

［10］Orozco-Lugo A G，Lara M M，McLernon D C. Channel estimation using implicit training［J］. IEEE Transactions on Signal Processing，2004，52(1):240－254.

［11］Guo C J，Liu H P，Huang L C，et al. Experimental demonstration of CO-OFDM systems using superimposed pilot［J］. IEEE Photonics Technology Letters，2014，26(15):1573－1576.

［12］Guo C J，Dai L L. A long reach IM/DD OFDM-PON Using super-nyquist image induced aliasing and code-division multiplexing［C］∥Optical Fiber Communication Conference and the National Fiber Optic Engineers Conference (OFC/NFOEC). San Francisco，USA，2014.

［13］Analog Devices. A technical tutorial on digital signal synthesis［Z/OL］. 1999. http://www.analog.com.

［14］Schmidl T M，Cox D C. Robust frequency and timing synchronization for OFDM［J］. IEEE Transactions on Communications，1997，45(12):1613－1621.