李江达，韩留军，曾 正

（1.无锡中微爱芯电子有限公司，江苏 无锡 214035；2. 中国电子科技集团公司第58研究所，江苏 无锡 214035）

1 前 言

近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的体积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。以电流型PWM控制器为核心的高频开关电源由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于中小功率的场合。

本文给出了一种用于燃料电池控制的新型高压输入双管反激电源的设计。该设计基于UC3844高性能电流型PWM控制器，采用电压反馈和电流反馈双闭环串级结构，使输出电压能够很好地稳定，电压调整率和负载调整率都较高。

2 双管反激变换电路的特点

反激电路是现代电力电子技术中应用广泛的一种拓扑结构，主要应用于小功率场合。这种拓扑结构是由Buck-Boost 结构加上隔离变压器推演得到，图1所示的双管反激变换电路，两个开关管同时导通同时关断，在功率管关断时，由于变压器漏感能量通过续流二极管D1和D2回馈给输入侧，使功率开关管的电压应力被箝位在输入电压。因此在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点。

图1 双管反激拓扑结构

双管反激变换器有以下特点：

（1）在开关管关断时，储存在漏感中的能量经续流二极管回馈给电源，系统能量损失小，效率高；

（2）有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压，与单端反激变换器相比，功率器件可选取耐压较低的管子；

（3）与单管反激变换器相比，不需要额外的吸收电路，可靠性提高。

3 模块设计要求及设计分析

3.1 设计要求

输入电压范围Vin=150V～400V；Vin（typ）=360V±20V。

模块的输出电压Vo=24V±1V；模块额定输出电流Io=4.25A。

效率考核条件为：输入电压360V±20V，输出电压24V±1V，输出电流3.33A±0.2A，η>90%。

3.2 关键技术及原理分析

图2 电路原理图

3.2.1 主电路部分（如图2）

当Q1、Q2导通，电源电压将加在原边LP其漏感LLP两端，设绕组的同名端为正，输出整流二极管D3、D4、D6反偏关断，因此在原边“导通”期间，副边无电流流过，副边漏感LLs可以忽略。

在“导通”期间变压器原边电流线性增加由式（1）定义。

3.2.2 辅助供电部分（如图2）

R1、R2是UC3844的启动电阻，直流高压经R1、R2给电容C4充电，当C4两端电压冲到16V时，UC3844启动工作，在变压器绕组Ls2产生的感应电压经过D3、D4整流后继续给UC3844提供工作电压。R1、R2电阻值可按照下式计算：

取C4的充电电流为1.5mA，通过计算可得R1=180kΩ，R2=20kΩ。

启动延时时间：

3.2.3 隔离电压反馈部分

采用TL431、PC817作为参考、隔离、取样。其电路图如图3所示。

取Ika=If+IR6-IR7=3+2.18-0.21=4.97mA。再看TL431的技术参数知，Vka在2.5V～37V变化时，Ika可以在1mA～100mA以内的很大范围里变化，所以本设计Ika和Vka均符合设计要求。

3.3 磁性元件设计

3.3.1 高频变压器设计

图4 PC817不同Ic下的IF 、VS 、VCE

选取金宁磁芯JP3材质 EI33磁芯，引入公式：

其中，Lmin为临界电感；T为UC3844工作周期；LP1为变压器初级电感；Po为额定输出功率；lg为磁芯气隙长度；ΔBm为脉冲磁感应增量（T）；Ip1为原边峰值电流。

由以上公式计算可得LP1=3.528mH，原副边匝比Np：Ns1：Ns2=114：10：15。

3.3.2 驱动磁环设计

由UC3844资料可查得，其6脚输出电平及驱动磁环的原边输入电压Vin=6V，设输出电压Vo=12V，选取采用金宁JH7材质H12/6/4磁芯，引入公式：

其中，N1为原边匝数；Vin为原边输入电压；f为工作频率；ΔB为脉冲磁感应增量；Ae为磁芯有效截面积）。由此计算可得N1=10匝，副边匝数N01=N02。

4 实验结果

笔者通过对以上设计数据进行优化和微调，研制出符合设计要求的样机，测试数据如表1和表2。

表1 考核条件下模块效率测试

表2 空载和满载下输出纹波测试

从以上测试数据可知，产品的研制性能基本达到了理论预计，这不仅说明本文提出的理论在实际中的有效性，而且为今后进一步研制更大功率密度的DC/DC变换器提供了必要的基础。

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