高嵬 张俊洪

(海军工程大学电气与信息工程学院，武汉 430033)

1 引言

某艇直流电机曾因其励磁斩波器开关管故障导致飞车事故，在进行改装后又常出现开关管吸收电阻过热问题，为整个系统的安全可靠运行留下隐患。本节通过对该电路进行参数优化[1,2]，较好地解决了其吸收电阻过热问题。

图1是某直流电机的励磁斩波电路图。其中变压器原边接230 V交流电，通过调整，副边输出80 V电压。通过单相不控整流，将正弦交流电整流为直流电输出，加在电机励磁绕组两端。C1为滤波电容，用于滤掉电压整流后的高次谐波。D2为续流二极管，当励磁绕组两端电压由于MOSFET关断截止时，产生续流保护作用。

Q为MOSFET，由电机调频组件输出PWM信号控制其导通截止，从而控制励磁绕组两端加载的电压高低，起到降压作用。R1，D1，C2为缓冲吸收电路，当MOSFET关断时，直流电经二极管D1向电容C2充电，电容电压缓慢上升，以抑制作用于MOSFET的电压变化率和尖峰电压。当MOSFET开通时，电容通过电阻 R1放电，限制了器件中的开通尖峰电流。在这一周期中，充入电容的能量全部要消耗在放电回路中，主要消耗在电阻R1上。

图1 某直流电机的励磁斩波电路图

2 仿真分析与计算

2.1 从吸收电阻耗能方面考虑

由电力电子相关理论分析，MOSFET开关一次，该缓冲吸收电路中的电容充放电一次，每一周期充入电容的能量全部要消耗在放电回路中，主要消耗在电阻R1上[3,5]。由电容波形可以看出，一个周期内充放电波形与横轴组成的面积近似等于半个周期同幅值的方波与横轴组成的面积。因此，在计算能量时近似用方波来代替，且幅值为Uk，电容器C充电到电压Uk，所吸收的能量

由图3可见，对方波而言，每个周期内C充放电各1次，该电容充放电的能量全部被电阻R吸收。故R的耗能功率为：

上式其实是一种极端情况，在实际中并非方波而是正弦波，电容的能量有部分可返回电源而不是全部消耗在电阻上；开关电源的占空比不一定为50%，且充电峰值达不到Uk。以上因素对电阻耗能的影响有抵消作用。故在工程上可以近似认定（2）式即为电阻耗能功率，从而作为选择吸收电阻的耗能依据[4]。

图2 MOSFET并联RCD缓冲模块

图3 吸收电容电压波形

在开关频率一定，电容充电峰值基本保持不变的情况下，吸收电阻的耗能功率与吸收电容的容量成正比，因此尽可能选用小电容对减小电阻的发热功率有一定的作用。

2.2 从降低MOSFET开通峰值电流上考虑

取输入电压 80 V，频率 50 Hz，滤波电容C1=470 μF，吸收电阻R1=18 Ω，吸收电容C2=0.22 μF，MOSFET的开关频率按照整个控制回路的固有时钟取f=500 Hz，即调频板输出PWM信号频率为500 Hz，而电机励磁绕组按照电机本身参数取值。

图4为整流桥输出滤波后电压波形，图5为整流桥稳态输出波形，可以看到直流波形有脉振情况产生，并不是很理想。图6为稳态时流经开关管的电流波形，可以看出由于主回路没有电感，即无开通吸收电路，造成开关管开通冲击电流大概为工作电流的9倍，这必然会对长期工作制的开关管造成损害。

图4 整流桥输出滤波后的直流电压

图5 整流桥输出滤波后直流电压的稳态波形

图6 开关管电流波形

2.3 通过调整吸收电容消除开通冲击电流的尝试

在保证电路原拓扑结构不变的前提下，增加电容至 22 μF，此时开关管上的电流波形如图 7所示。注意到虽然开通时的冲击电流减小，但是整个开关管开通工作电流的幅值由原来的 0.5 A增大为0.7 A，同时波形变差，这对开关管稳定可靠工作而言是不利的。

图7 C2=22 μF时的开关管电流波形

继续增大电容至470 μF，此时开关管上的电流波形如图8所示。开通时的冲击电流进一步减小，开关管开通工作电流的幅值增大至0.9 A左右，并且开关管进入稳态工作（即工作电流保持基本不变）的时间变长，冲击电流回落时间增加，这对开关管稳定可靠工作而言同样是不利的。

图8 C2=470 μF时的开关管电流波形

由此可见，增大吸收电容的方法不可取。

减小电容至2.2 nF，开关管上的电流波形如图9所示。开通时的冲击电流的值基本上无变化。

图9 C2=2.2 nF时的开关管电流波形

由此可见，吸收电容减小对降低开通冲击电流无影响。因此，当电容减小到一定程度时，冲击电流将保持不变。因此，仅仅单纯的改变吸收电容的大小并不能较好的解决开关管开通冲击的问题。

2.4 通过调整吸收电阻消除开通冲击电流的尝试

图10和11分别是提高吸收电阻值，使R1=50 Ω和R1=200Ω，C2=0.22 μF时，流经开关管的电流波形。可见，提高吸收电阻的阻值，开关管上的冲击电流明显下降，并且工作电流幅值基本保持不变，但随之而来的是吸收电阻“冲击损耗”的增加，因此需要利用（2）式综合考虑。

图10 R1=50 Ω时流经开关管的电流波形

图11 R1=200 Ω时流经开关管的电流波形

由于在开关管开通瞬间吸收电阻两端流过冲击电流，因此冲击功率损耗 P2=I21R也成为吸收电阻发热功率的来源之一。图12、图13所示，R=18 Ω和 R=200 Ω时吸收电阻的冲击电流波形，其峰值分别为 I1(R=18Ω)=4.4 A，I1(R=200Ω)=0.55 A。

图12 R1=18 Ω时吸收电阻的冲击电流波形

图13 R1=200 Ω时吸收电阻的冲击电流波形

注意到开关管关断时，有负向冲击电流产生，其值恒定不变为 I＇1=-0.5 A，因此 P2(R=18Ω)=I21R1+I’21R1=352.98 W，P2(R=200Ω)=I21R1+ I’21R1=110.5 W，减小了3倍，因此，提高吸收电阻的阻值可以有效地减少其冲击损耗，同时还能抑制开关管的开通峰值电流。但是，注意到负向冲击电流的恒定不变，随着吸收电阻阻值的提高，P2也随之增加，若令 R1=400 Ω，P2(R=400Ω)=I21R1+I’21R1=243.56 W。 因此，吸收电阻的阻值选取有一定的范围。

取样，通过Matlab仿真可得表1。

表1 Matlab仿真取样表

当 R1在 150～170Ω之间取值时，P1为最小值，即吸收电阻冲击损耗最小。

2.5 从交流端输出幅值电压方面考虑

图14为输入电压为200 V，吸收电阻R1=18 Ω，吸收电容C2=0.22 μF时的开关管电流波形和吸收电阻电流波形。可以看出峰值电流与吸收电阻冲击电流都比较大，对开关管的稳定性和吸收电阻的发热功率均有较大影响。

图15为输入电压为200 V，吸收电阻R1=150 Ω，吸收电容 C2=0.22 μF时的开关管电流波形（左）和吸收电阻电流波形（右）。峰值电流与吸收电阻冲击电流明显降低，说明该吸收电阻阻值选取使得 RCD吸收电路在高压情况下仍然可以有效的保证开关管正常工作。

图14 U=200 V, R1=18 Ω,C2=0.22 μF 的开关管（左）和吸收电阻电流波形

图15 U=200 V, R1=150 Ω,C2=0.22 μF 的开关管（左）和吸收电阻电流波形

图16为该型电机单路斩波器参数优化前后的开关管两端电压波形对比图。参数优化前的开关管电压含有很大的谐波成分，造成其吸收电阻发热严重；参数优化后，谐波成分基本消除，吸收电阻发热量显著下降。表2为参数优化前后吸收电阻发热情况。

表2 参数优化前后吸收电阻表面发热情况对比

3 结束语

1）在开关频率一定，电容充电峰值基本保持不变的情况下，吸收电阻的耗能功率与吸收电容的容量成正比；

2）适当增大电容和吸收电阻阻值可以抑制开关管开通峰值电流；

3）增加吸收电阻阻值可以减小开通时流过吸收电阻的冲击电流，但关断时流过吸收电阻的冲击电流不受影响；

4）吸收电阻的发热功率由耗能功率和冲击损耗两部分叠加而成，由此可确定阻值的选取范围。

正确选取吸收电路的参数，可以比较有效地保证开关管的正常工作，同软开关相比，吸收电路具有控制简单、结构简单、工程上易于实现等优势。但由于单路斩波器的可靠性不高，一旦开关管故障，会造成整个系统不能正常工作。

图16 开关管两端电压波形

[1]孙心丰，张俊洪，高嵬. 基于船用励磁电路的参数优化与仿真分析[J]. 电力自动化设备，2010.5,p.22～25.

[2]GAO Wei, ZHANG Junhong, WU Xusheng, et al.Analysis of snubber circuit parameters based on an excitation controlling circuit[C]. IEEE ICEEAC2010,Zibo, China, 2010.11.

[3]李自淳, 彭辉, 夏维珞, 符仲恩. 励磁系统 RC电路中电阻功率的计算[J]. 上海大中型电机, 2006. No.3,5～10.

[4]黄俊, 王兆安. 电力电子变流技术（第二版）[M]. 北京： 机械工业出版社, 2000.

[5]陈坚. 电力电子学—电力电子变换和控制技术（第二版）[M]. 北京： 高等教育出版社, 2004.