唐 婷

（中国西南电子技术研究所，四川 成都 610036）

0 引言

随着无线通信的迅速发展，人类航天活动与日俱增，空间飞行器数量急剧增加，导致空间有限的频率资源大量占用。目前S、X、Ku 频段已非常拥挤频段，高频段[1-4]卫星通信因其具有可提供的带宽大、通信容量大、波束窄、终端尺寸小等优势成为未来卫星通信的必然趋势。近年来，越来越多的国家和机构相继加入到对更高频段卫星通信系统的开发和使用之中[5-9]。

高频段调制信号可通过多级变频或直接变频产生。多级变频方式设备体积较大且多级非线性失真相互混叠，各级谐波相互叠加，导致调制信号质量下降；直接变频方式与多级变频相比设备体积较小，但由于频率更高，受到射频模拟器件非理想特性、不一致性影响更为严重，导致IQ 支路间信号幅度出现差异、相位出现偏移，即IQ 不平衡。对于宽带信号，IQ 不平衡尤为突出。IQ 不平衡将降低接收信号的性能，导致误码的产生。

解决IQ 不平衡问题，目前常用的技术有优化模拟电路、数字补偿技术。优化模拟电路复杂度高且效果有限；数字补偿技术更为灵活、有效，是目前的主流技术途径。数字补偿技术分为数据辅助算法[10]和非数据辅助算法[11-15]。文献[13]通过特殊导频结构，通过训练序列实现参数估计，该方法需要发端信号包含训练序列，接收端根据先验信息完成统计和计算。该方法简单有效但训练序列需要占用有限的信号带宽，降低了信号传输效率。文献[14]通过频谱的共轭对称性进行计算补偿参数，无法适用于高速宽带信号信号。文献[15]通过二阶统计特性的正定性为目标，通过BP 神经网络的动量法进行迭代计算，该方法不依赖训练序列且具有较好的校准性能，但计算复杂度较高，硬件实现需要消耗更多的资源。

本文从宽带信号的解调方案出发，通过对均衡器的改进实现宽带信号IQ 不平衡补偿，本方案无需在解调方案中增加IQ 不平衡补偿模块，通过原有的均衡器模块实现补偿，因此硬件实现不会增加资源消耗和设计复杂度，有利于工程实现。

1 IQ 不平衡模型

受到射频模拟器件非理想特性、不一致性影响，接收到的IQ 信号在幅度出现差异，相位上不再正交。IQ不平衡模型如图1 所示，其中g是幅度不匹配因子，θ是相位不匹配因子。

图1 IQ 不平衡模型

接收的IQ 基带信号如式（1）所示：

其中，xI(t)、xQ(t) 为理想情况下的基带信号，(t)、(t)为IQ 不平衡时的基带信号。实际接收信号基带信号(t)、Q(t)可以看作是由理想信号xI(t)、xQ(t)叠加组成的。IQ 不平衡将带来接收性能的降低，为了消除IQ 不平衡对接收信号带来的影响，需要分别计算I 路、Q 路的补偿滤波器，用于IQ 不平衡补偿。

2 高速解调器设计

高速解调器[16]设计框图如图2 所示，包含并行下变频、并行载波环路、并行时钟恢复环路和并行均衡器。

图2 高速解调器设计框图

信道的频率响应偏离了理想的均匀幅值和线性相位，已传输的脉冲的两个尾部都会影响相邻的脉冲，这种由于尾部重叠而引起的信号畸变成为码间干扰，它会引起判决的误差。对于高速信号码间串扰影响特别突出，因此高速解调器的设计中都会加入均衡器模块减小码间串扰，减小接收机总的性能损失。

考虑到硬件实现复杂程度，均衡器选用LMS 自适应算法，均衡器输出y(n)表示为：

其 中，X(n)=[xn,xn-1,…,xn-N+1]T是均衡 器输入信号，W(n)=[wn,wn-1,…,wn-N+1]T是均衡的滤波系数，N是滤波器阶数。

滤波器系数更新表达式为：

其中，μ为系数更新步长，e(n)是输出信号与期望信号的误差。

3 基于均衡的IQ 不平衡补偿算法设计

由于上节方案中的均衡器结构IQ 共用滤器系数W(n)，无法达到对IQ 不平衡补偿的效果。对均衡器进行改进，分别对I 路数据和Q 路数据进行均衡，通过自适应算法分别计算I 路和Q 路的均衡器系数，从而到达减小码间串扰和补偿IQ 不平衡的双重目的，如图3 所示。

图3 均衡器设计框图

I 路均衡器输出yI(n)、yQ(n)表示为：

其 中，XI(n) 是接收 的I 路信号，XQ(n) 是接收 的Q 路 信号，WII(n) 和WIQ(n) 是I 路信号的均衡滤波器系数，WQI(n)和WQQ(n)是Q 路信号的均衡滤波器系数。

4 组均衡滤波器相互独立计算，从而达到对IQ 的幅度、相位单独补偿的作用。WII(n)通过I 路误差和I 路输入迭代更新，WIQ(n)通过I 路误差和Q 路输入迭代更新，WQI(n) 通过Q 路误差和I 路输入迭代更新，WQQ(n) 通过Q 路误差和Q 路输入迭代更新，系数更新表达式如下：

其中，eI(n)是I 路输出信号与期望信号的误差，eQ(n)是Q 路输出信号与期望信号的误差。

4 测试

本节将对上述补偿算法进行测试验证，通过任意波形发生器AWG7122B 发送16QAM 调制的IQ 不平衡信号，幅度不匹配因子g=0.9，相位不匹配因子θ=20o。通过外接噪声源加噪，将信噪比调制到eb0=16。补偿算法通过Verilog 语言实现，FPGA 芯片选用深圳国微SMQ7VX690TFFG1761。本节测试的比较对象分别是采用原均衡器[16（]均衡器1）的解调器和经过上述改进后的均衡器（均衡器2）的解调器。

测试所得星座图如图4 所示，横轴为I 路数据数值，纵轴为Q 路数据数值。进行如均衡器前的星座图如图4（a）所示，解调信号受到码间串扰和IQ 不平衡的共同影响，星座点分散且旋转扭曲。经过均衡器1，星座图如图4（b）所示，码间串扰补偿后星座点聚集在一起，但旋转扭曲的问题未得到改善。经过均衡器2（本文的补偿算法），星座图如图4（c）所示，码间串扰补偿后星座点聚集在一起，旋转扭曲的得到改善。

图4 16QAM 星座图对比

分别对上述两种情况进行性能测试，测试结果如图5 所示。均衡器1 条件下解调器无法补偿IQ 不平衡，由于星座图旋转扭曲导致数据判决发生错误，严重影响了解调器性能。均衡器2 条件下，通过补偿IQ 不平衡，使得解调器性能迅速提升，解调损耗在1 dB 以内。因此到系统中存在较为严重的IQ 不平衡时，本文采用的补偿算法能够较好地补偿IQ 不平衡，提升解调器性能。

图5 解调器性能对比

5 结论

本文从工程应用的角度对高速宽带信号的IQ 不平衡问题进行研究，通过改进高速解调器的均衡器模块，采用非正交的均衡器系数达到对IQ 不平衡进行补偿的目的。该方法避免了复杂的计算和设计，不会增加高速解调器的设计难度和资源消耗，方法简单、易于实现。同时，由于均衡器可对多种调制方式信号进行均衡，因此该方法可用于解决多种调制体制信号的IQ 不平衡问题。