王传云,张喜强,王丽娜,韩志文

(华东交通大学 信息工程学院,江西 南昌 330013)

随着通信系统的发展,功分器向着小型化、多功能集成、多频带、低损耗等方面发展[1-4]。Wilkinson功分器因具有结构设计简单、端口之间隔离度高等特点,被广泛应用于射频电路[5-8]。而传统的Wilkinson功分器存在一定的局限性,只能工作在单一频率或对应的奇次谐波上,无法满足通信系统对双频/多频的需求,因此,双频/多频Wilkinson 功分器引起广泛关注。Park 等[9]在Wilkinson 功分器的输入-输出连接线中间使用短路/开路传输线枝节连接到传统的Wilkinson 功分器上,实现双频特性。杨彦炯等[10]基于耦合线和枝节加载结构,设计了一款宽频比双频耦合线Wilkinson功分器。为了提高功分器各通带的选择性,双频/多频滤波功分器也成为当前研究热点之一。Wen 等[11]用两对双模谐振器和一对马刺线设计了一款双频滤波Wilkinson 功分器。通过对馈电网络的优化,使得双模谐振器和马刺线之间产生混合电磁耦合,从而产生了多个传输零点,提高了功分器两个通带的带外选择性。Zhang 等[12]在四分之一波长短路微带线和多模谐振器之间引入适当的耦合馈电网络,提出了一款双频滤波功分器。在输出端口加载两个四分之三波长开路耦合线,使得功分器实现较好的频率选择性。为了使功分器具有更好的性能,以满足各种无线系统的应用,一些新颖的谐振器结构仍值得探索。

本文基于Wilkinson 功分器的优势,利用双模微带谐振器设计了一款双频滤波功分器。为了不增加电路的尺寸,引入双模槽线谐振器,并将其与微带谐振器进行垂直级联,展宽功分器通带带宽。同时,利用谐振器单元自身谐振特性以及馈电网络优化设计,在每个通带两侧分别产生了一个单独可控传输零点,提高功分器的带外抑制能力。

1 双模带通滤波器的设计与分析

本文提出的微带带通滤波器结构如图1(a) 所示,它由一个加载T 型枝节的半波长谐振器组成。微带线的长度和宽度分别用Lm,i和Wm,i表示,对应的电长度和特征导纳分别用θi和Yi表示,i=1,2,…,其中θ1=βLm,1,θ2=βLm,2,θ3=βLm,3,θ4=βLm,4,θ5=βLm,5,β为相移常数。滤波器的频率响应如图1(b) 所示,可以看出滤波器有fom和fem两个谐振频率。

图1 双频带通滤波器结构及仿真结果Fig.1 Configuration and simulation results of dual-band pass filter

由于滤波器沿AA,面为对称结构,因此,可利用奇偶模分析方法[13]研究其谐振特性,奇模、偶模等效电路如图2 所示。

图2 双模微带谐振器奇偶模等效电路Fig.2 Odd and even mode equivalent circuit of microstrip dual mode resonator

为了便于电路分析,假设Wm,1=Wm,2=Wm,3。如图2(a) 所示,在奇模激励下,对称面AA,可以看成理想电壁,该谐振器等效为四分之一波长均匀阻抗谐振器;在偶模激励下,对称面AA,可以看成理想的磁壁,该谐振器等效为二分之一波长均匀阻抗谐振器,如图2(b) 所示。因此,在奇模、偶模激励条件下的输入导纳分别表示为:

式中:θi=,其中c为自由空间下的光速,ξe为有效介电常数;Y为其特征导纳。当Yin,om=0,Yin,em=0 时,奇模、偶模的谐振条件可以分别表示为:

根据θi=βLm,i以及奇偶模等效电路,为了简化分析,图3 给出了Lm,i的变化对奇、偶模谐振频率的影响。从图3(a)可以看出,fem随Tm,5增加而减小,而fom不变;从图3(b)和3(c)可以发现,fom和fem均随枝节长度Lm,1+Lm,2(单独改变Lm,1或Lm,2)和Lm,3+Lm,4(单独改变Lm,3或Lm,4)的增加而减小。因此可以根据设计需要,通过改变T 型枝节Tm,5和半波长谐振器的长度,来改变奇偶模谐振频率fom和fem。

图3 奇偶模随滤波器重要参数的变化Fig.3 Variation of odd and even modes with important parameters of filter

同时,双模微带谐振器在通带2 左侧产生一个传输零点,利用公式(5)计算传输电路的输入导纳Yin,om和Yin,em,得出该传输零点的谐振频率如式(6)所示。

因此改变T 型枝节的长度Lm,5可以控制该传输零点的位置。

2 双频滤波功分器的设计

2.1 双频滤波功分器的原理与分析

由于传统的Wilkinson 功分器没有滤波特性,为了在功分器中引入滤波性能,将所提出的滤波器与Wilkinson 功分器集成,如图4 所示,设计了一款具有滤波特性的双频滤波功分器Ⅰ。

图4 双频滤波功分器Ⅰ结构图Fig.4 Configuration of the dual-band filter power divider Ⅰ

图5 为双频滤波功分器Ⅰ的S参数仿真图,从图中可以看出,双频滤波功分器Ⅰ在2.1 GHz 和3.5 GHz 附近产生两个谐振频率的同时,也在通带2 左侧产生了一个传输零点,且该功分器的隔离度较好。然而,由于所提出的双频滤波功分器在两个通带内均只有一个谐振频率,使得双频滤波功分器存在阻抗带宽较窄的问题。

图5 双频滤波功分器Ⅰ的S 参数仿真结果Fig.5 Simulation results of S-parameters of dual-band filter power divider Ⅰ

2.2 双频滤波功分器带宽的展宽

为了展宽双频滤波功分器的阻抗带宽,同时考虑到小型化的问题,利用微带线和槽线之间的对偶关系,在地面上引入双模槽线谐振器,如图6(a) 所示。槽线的长度和宽度分别用Ls,i和Ws,i表示,i=1,2,…。双模槽线谐振器对应的频率响应如图6(b) 所示,它产生fes和fos两个谐振频率的同时,也在通带2 右侧产生了一个传输零点。

图6 双模槽线谐振器结构及仿真结果Fig.6 Configuration of the slot line dual-mode resonator and simulation results

双模槽线谐振器在奇偶模分析方法下的奇模、偶模激励等效电路分别如图7(a)和7(b)所示。值得一提的是,由于槽线和微带线之间的对偶关系,双模槽线谐振器的奇、偶模等效电路结构分别与双模微带谐振器的偶、奇模等效电路结构相对应。通过分析,双模槽线谐振器奇模和偶模的输入导纳分别为:

图7 双模槽线谐振器奇偶模等效电路Fig.7 Odd and even mode equivalent circuit of slot line dual mode resonator

当Yin,os=0,Yin,es=0 时,此时奇模和偶模谐振条件分别为:

由于微带和槽线之间的对偶关系,双模槽线谐振器的相应结构参数以及对奇偶模谐振频率的影响与双模微带谐振器相似,因此,本节不再赘述相关参数分析内容。双模槽线谐振器传输零点可表示为:

引入双模槽线谐振器后,双频滤波功分器在所需频带范围内产生了fom、fes、fem、fos四个谐振频率,如图8 所示。此时双频滤波功分器在通带2 两侧分别有1个传输零点。

由图8 可以发现,双模槽线谐振器的引入虽然展宽了滤波功分器的相对带宽,但是通带1 的带外选择性较差。为了进一步提高所提出的滤波功分器整体的带外抑制水平,在馈电网络引入微带枝节L1和[14-15],所提出的双频滤波功分器II 的结构如图9(a)和9(b) 所示。

图8 未加载微带枝节的功分器S 参数仿真结果Fig.8 Simulation results of S-parameters of the power divider without microstrip branches loaded

图9 双频滤波功分器Ⅱ上层和底层结构图Fig.9 Upper and bottom configuration of the dual-band filter power divider Ⅱ

图10 为加载微带枝节的功分器S参数仿真结果,可以看出,在馈电网络中加载微带枝节,并没有增加电路尺寸,且对谐振频率基本不影响。此时该双频滤波功分器在通带1 两侧分别产生了一个传输零点,明显提高了所提出的双频滤波功分器的整体带外抑制能力。

2.3 双频滤波功分器的零点分析

根据上述分析,通过在馈电网络加载微带枝节,在通带1 两侧引入了两个传输零点,且传输零点单独可控。如图11(a)和11(b) 所示,当改变枝节L1时,TZ1随着L1变化,其余传输零点保持不变;当改变枝节L2时,TZ2随着L2变化,TZ1、TZ3、TZ4保持不变。所以通过调节L1和L2的长度,可以调整TZ1和TZ2的位置。同时,根据前述分析,TZ3和TZ4两个传输零点是由双模微带谐振器和双模槽线谐振器自身谐振特性所产生。根据式(6)和式(11),改变双模谐振器的T型加载枝节Lm,5和Ls,5,可以单独调整TZ3和TZ4两个传输零点的频率,分别如图11(c)和11(d) 所示。

图11 传输零点随功分器重要参数的变化Fig.11 Variation of transmission zeros with important parameters of power divider

3 仿真与测试结果

本文所提出的双频滤波功分器采用相对介电常数为3.38,厚度为0.813 mm 的Rogers RO4003 基板。双频滤波功分器的设计尺寸如表1 所示。

表1 双频滤波功分器设计参数Tab.1 Design parameters of dual-band filter power divider mm

为了验证设计的正确性,对所提出的双频滤波功分器进行了加工测试,如图12(a)和12(b)所示。

图12 双频滤波功分器加工实物图Fig.12 Photograph of the fabricated dual-band filter power divider

图13 为加工模型的仿真和测试S参数曲线。由图13 可以看出,仿真和实测结果吻合较好,但两者之间存在微小的误差,这主要是由于电路加工精度以及2、3 端口间距所引起。仿真结果在2.17 GHz 和3.55 GHz的回波损耗分别为16.48 dB 和15.32 dB,插入损耗分别为3.07 dB 和3.09 dB,两个通带内2、3 端口间的隔离度均在-20 dB 以下;测试结果在2.17 GHz 和3.55 GHz 的回波损耗分别为15.48 dB 和14.23 dB,插入损耗分别为3.21 dB 和3.32 dB,两个通带内2、3端口间的隔离度均在-18.9 dB 以下。

图13 加工模型的仿真和测试的S 曲线Fig.13 Measured and simulated S-paraments of the prototype

4 结论

本文利用微带线和槽线的对偶关系,基于双模微带谐振器和双模槽线谐振器的垂直双层结构,设计了一款工作于S 波段的双频滤波功分器。利用两个谐振器单元自身谐振特性以及在馈电网络引入微带枝节,在不影响双频滤波功分器谐振特性及电路整体尺寸的情况下,提高了双频滤波功分器工作通带的带外选择性。最终所设计的双频滤波功分器的两个通带中心频率分别工作于2.17 GHz 和3.55 GHz,相对带宽分别为8.29% 和8.15%,隔离度均优于18 dB。测试结果和仿真结果吻合良好,验证了设计的可行性和正确性。该双频滤波功分器具有较好的通带特性和隔离度,具有一定实用价值。