项 维，魏红兵，李春艳，陈红光，雷 磊，蔡 东

（1.国网重庆市电力公司 潼南供电分公司，重庆 402660；2.西华大学 电气与电子信息学院，四川 成都 610039）

0 引 言

开关电源因其结构简单、功率小以及效率高的特点，广泛应用于各种电子产品中。DC-DC变换器作为开关电源中的重要组成部分，其在不同条件下可以有不同的控制模式、调制方式以及拓扑结构等，且控制技术的选择决定了开关电源在不同环境下的可靠性[1]。近年来，DC-DC变换器朝着高集成度、高转换效率、高控制精度、低噪声、小型化以及高频化的方向发展[2]。

变换器的控制技术主要分为脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）和脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation，PFM）。恒定导通时间（Constant On-Time，COT）控制方式属于PFM中的一种，相较于传统PWM控制技术，其具有控制电路简单、轻载效率高以及瞬态响应速度快的优点[3,4]。变换器包含降压型（Buck）、升压型（Boost）以及降-升压型（Buck-Boost）3种，本文主要研究Buck变换器。

传统COT架构的DC-DC Buck变换器虽然具有许多优点，但仍存在一些缺点。一方面，当输出电容的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance，ESR）较小时，易出现次谐波现象，但当增大ESR时又将引起过大的功率损耗。因此，为得到较稳定的输出电压，同时避免过高的功率损耗，部分学者研究如何选择合适的ESR[5,6]。另一方面，COT架构的Buck变换器要求输出电压低且负载突变时的瞬态响应快，对输出电压具有严格的精度要求，但是单纯采用较大的输出滤波电容会增大电路的功耗，降低其输出性能[7,8]。

针对上述问题，本文在传统COT控制电路的电压瞬时输入处采用滤波电路增大其纹波振幅，能有效实现COT控制的Buck变换器稳定工作，同时缩短其稳定所需时间，得到更为平稳的电压输出。

1 传统Buck变换器介绍

传统DC-DC Buck变换器的电路结构如图1所示，主要包含上功率管S1、下功率管S2、储能电感L、滤波电容C以及输出负载R0。

图1 Buck降压变换器的电路结构

通过控制上下功率管的导通与关断来实现稳定的电压输出。在功率管交替导通过程中，电感电流高于平均电流的部分对电容充电，使输出电压上升；低于平均电流的部分电容放电，使输出电压下降。按电感电流在每个周期是否从0开始，Buck变换器的工作模式可以分为电感电流连续工作模式（Continuous Conduction Mode，CCM）和电感电流不连续工作模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）两种[9]。其输出电压U0与输入电压UIN的关系为：

式中，TON和TOFF分别表示功率管导通时间和关断时间；d为占空比。表明在输入电压稳定的情形下，要改变输出电压，可以通过调整占空比d来实现，且输出平均电压总是小于输入平均电压。在CCM模式下，d表示Buck变换器的增益。

2 改进COT架构的Buck变换器原理

2.1 改进COT架构Buck工作原理

传统Buck变换器的控制电路常采用电压控制模式、电流控制模式以及V2控制模式。在负载变化时，电压控制模式存在响应速度慢的缺点，电流和V2控制模式存在结构复杂且纹波电压较大的缺点。本文采用的COT控制模式属于PFM中的一种，相较于传统PFM控制技术具有结构相对简单、转换效率高以及输出纹波小的优点。COT架构Buck变换器的具体工作原理是将Buck变换器的输出电压瞬时值UOUT与参考电压UREF进行比较，当UOUT＜UREF时，上开关管导通，比较器输出高电平，让UOUT停止下降并开始上升，导通定时器开始计时。当达到导通定时器预设的导通时间，比较器输出低电平，让UOUT停止上升并开始下降，如此循环。

改进COT架构Buck变换器的电路结构如图2所示，为了使得电压瞬时输出值与参考电压的比较更为准确，在控制模块中还加入了滤波电路对电压瞬时输出值进行滤波，以得到更为精准的瞬时输出值，使得COT控制模块更为精准，电压输出平稳。滤波电路如图3所示，采用纹波增强信号UV7通过电压缓冲器E与反馈电压FB叠加，修改电压缓冲信号的增益就可以增强纹波幅度至k1U0，从而更便于其与UREF进行比较得到更为准确稳定的直流输出。

图2 改进COT架构的Buck变换器系统

图3 滤波电路

2.2 元件参数计算

COT架构的Buck变换器包含连续导通和断续导通两种工作模式。为得到给定输出纹波要求的电压，需要计算滤波器中的元件参数，本文对Buck变换器连续导通模式的计算为：

由式（2）和式（3）可以看出，在COT架构的Buck变换器中，当系统频率fs不变时，电感和电容的设计可以简化，同时开关频率fs与输出电压成正比，与输入电压成反比。

2.2.1 储能电感

要使Buck变换器工作在正常模式，储能电感的电感值L需要足够大，但过大的L会导致电感的体积和重量增大，同时限制了能量的传输速度。因此采用计算变换器正常工作的临界电感值Le，并通过留有一定裕量来确定储能电感的实际容量L，即：

式中，T表示PWM波周期；I0为负载电流；δL表示Buck变换器预留的安全裕度。

2.2.2 滤波电容

纹波电压的大小受到滤波电容的影响，当滤波电容很大时，输出电压近似于恒定，但较大的滤波电容将会导致成本与设备体积的增加。同时为尽量减小纹波，需根据纹波电压要求来计算滤波电容的大小，使得所设计的电路既能满足要求，又能在一定程度上控制成本与体积。计算公式为：

式中，ΔU0表示纹波电压。

3 仿真分析

3.1 仿真实验参数

本文使用SIMPLIS软件进行仿真验证，搭建的整体电路如图4所示，包含本文提出的主电路、COT控制电路以及滤波电路。Buck变换器中，输入电压Uin=10 V，期望输出电压U0=1 V，电感L1=1.5 μH，电容C3=1.5 μF，负载R0=0.5 Ω。

图4 改进COT控制的Buck变换器电路

3.2 仿真结果

在采用相同电路参数与相同输入条件（输入恒为10 V）下，利用SIMPLIS仿真软件分别对传统Buck变换器、传统COT架构的Buck变换器以及本文改进COT控制的Buck变换器进行仿真分析。图5为改进COT控制方案下的输出，图6和图7为原始COT架构下和原始Buck变换器的输出。仿真过程中发现，在相同的10 V输入电压下，传统Buck变换器与传统COT架构的Buck变换器达到稳定1 V输出所需时间分别为173 μs和201 μs，而本文的改进COT控制的Buck变换器达到稳定1 V输出需要159 μs，快于传统的Buck变换器。此外，由图5、图6以及图7对比可知，本文方法稳定前的震荡更小，当输入电压恒定为10 V时，输出电压U0从3.4 V变化到1 V，并保持稳定。相较于传统的Buck变换器，本文改进COT控制的Buck变换器能得到更为稳定的1 V输出，其输出最高振幅为1.000 4 V，低于传统Buck变换器与传统COT控制的Buck变换器的最高振幅1.009 V与1.015 V。

图5 改进COT架构下的Buck变换器仿真结果

图6 原始COT架构下的Buck变换器仿真结果

图7 原始Buck变换器仿真结果

为验证本文所设计电路在不同输入与负载下的稳定性，分别将输入电压由恒定的10 V改变为10～15 V的跳变电压，将恒定的500 mΩ负载改变为500 mΩ和334 mΩ的变动负载，进行仿真分析。由图8和图9可知，在跳变的输入电压与变化的负载下，本文改进COT架构的Buck变换器均能得到稳定的1 V输出，适应不同的输入电压与负载，具有较好的稳定性。

图8 跳变输入电压下系统输出仿真结果

图9 不同负载下系统输出仿真结果

4 结 论

本文在传统Buck变换器的基础上，采用改进COT控制方法进行Buck变换器的控制电路设计，并对变换器内部元件参数进行计算，最后采用SIMPLIS软件对设计的电路进行仿真。结果表明，采用改进COT控制的Buck变换器具有快速达到输出稳定的特点，受输入电压及负载的影响较小，能得到稳定的直流电压输出。