应用于船舶中压直流系统的电力电子配电变压器

2017-04-01王世恩郑泽东李永东

电源学报 2017年2期

关键词：直流波形配电

王世恩，郑泽东，李永东

（清华大学电机工程与应用电子技术系，北京100084）

应用于船舶中压直流系统的电力电子配电变压器

王世恩，郑泽东，李永东

（清华大学电机工程与应用电子技术系，北京100084）

中压直流系统适合应用于大型船舶，能够减少系统体积重量，提升运行能效。但是目前直流断路器和直流配电研究进展缓慢，限制了直流系统的应用。电力电子变压器由电力电子变换器和高频变换器组成，拥有高效率和高功率密度的特点，适用于船载的配电应用。在分析对比了几种直流变压器拓扑的基础上，提出将串联输入并联输出（ISOP）双主动桥（DAB）变换器用作船载配电变压器，研究了该拓扑的调制和控制方案，并通过实验进行了验证。

电力电子变压器；双主动桥变换器；串联输入并联输出；软开关

相对于传统的船舰动力系统，综合电力系统IPS（integrated power system）在效率、体积、操作性能和整体设计上优势巨大［1］。目前，中压交流系统最适用于船载综合电力系统的解决方案，已得到了较多研究和应用［2］。但实际中，原动机工况会根据船速和负载情况调整，进而影响整个交流系统的稳定性。但随着电力电子设备的使用增多，船载电力系统的电能质量问题也在日趋严重。

相比于交流系统，直流系统的传输线路损耗更低，线缆长度更短，电能质量更高，且能够抑制无功功率［3-5］。在直流系统中，交流发电机的输出直接进行整流，因此多相电机可以得到应用，提升了系统的效率和可靠性；原动机可以根据负载情况进行调速，保持运行在最佳效率点；不同机组和设备之间不需要同步，简化了系统的控制和设备接入。通过直流系统的双极运行，系统的容错能力得到了提升。基于上述优点，ABB公司2013年推出其研发的1 000 V船载直流电网，中压直流系统很有可能成为下一代的船舶电力系统。根据实船运行测试，相比于同等级的交流系统船舶，装备低压直流系统的船舶总能耗降低20%，整体重量减少30%。

随着直流船舶装备于大型船舶，其容量和电压等级都会大幅提升。传统的DC-DC变换器无能实现电气隔离，且电压变比有限，难以满足配电的需求。另一种成熟的方案是通过多电平变换器进行逆变，经过低频变压器隔离降压完成配电。这种方案由于使用低频变压器，很难提升系统的功率密度。此外，配电负载中常见的风机和泵类负载都需要直流电压源进行供电，通过逆变器进行驱动。因此，输出低压直流的配电变压器将是发展趋势。

电力电子变压器PET（power electronics transformer）由电力电子变换器和高频变压器构成，随着宽禁带器件和磁性材料的发展，其引起了广泛研究兴趣。2011年，Cree公司和GE公司合作研发了采用碳化硅器件的电力电子变压器。该变压器输入为三相交流电压13.8 kV，输出三相交流电压465/V，运行效率可以达到97%；相比于传统60 Hz的电力变压器，体积减小50%，重量减少25%［6］。

本文提出并分析了3种适用于船载直流配电的电力电子变压器拓扑。其拓扑均采用级联结构，可以根据系统直流电压和器件电压等级调整级联数，且易于生产和维护。变压器的磁芯体积和工作频率成反比，因此通过高频变压器的应用，可以同时达到电气隔离和高功率密度设计的目的。首先，对提出的拓扑进行讨论分析和对比，提出串联输入并联输出 ISOP（input-series-output-parallel）双主动桥DAB（dual active bridge）变换器更加适用于船载配电场合；然后，提出了DAB变换器软开关下最小化电流应力的调制方法，以提升系统的效率和可靠性；再针对模块间可能存在参数差异的情况，提出了系统的能量均衡控制方法；最后，通过实验验证了所提拓扑和控制方法的可行性。

1 拓扑分析

根据不同吨位船舶对系统容量的需求，可以在1～35 kV之间对直流电网电压进行设计。对于6 kV以上的系统，受限于电力电子器件的耐压水平，配电变压器的输入侧需要采用级联型多电平拓扑，才能对中压直流进行变换。目前，硅基IGBT的最高耐压只能达到6.5 kV，且开关频率较低，难以满足高频变换的需求。电压等级10 kV和15 kV的碳化硅MOSFET器件已经在一些实验室中进行测试。随着宽禁带器件的发展和应用，拓扑的级联数将会不断降低，更有利于系统的紧凑化设计和集成。另一方面，直流系统中原动机的转速可以根据船速和负载进行调整，以工作在最佳效率点。因此系统的母线电压也会波动，需要配电变压器进行调节以保持输出电压的稳定。

1.1 配电变压器拓扑

本文所提的3种拓扑如图1所示，其中，输入均为中压直流系统电压，通过不同的分压和隔离拓扑，得到低压的直流输出。由于分压侧均采用模块化设计，因此模块数可以根据系统和器件的电压等级进行调整，在重要的场合可以加入适当的冗余模块以提高系统的可靠性。

第1种拓扑由级联的Boost变换器和LLC谐振变换器组成。其中，级联Boost变换器进行分压，并通过占空比的调整对输出电压进行调节；LLC谐振变换器工作在开环模式，其开关频率略低于谐振频率。第2种拓扑采用ISOP-DAB的结构。高压侧通过电容进行分压，低压侧变换器进行串联输出。通过对DAB变换器的移相控制，实现输出电压的调节和模块之间功率的均衡。第3种拓扑采用多绕组变换器，仅通过磁链的耦合完成模块之间的能量交换。

图1 适用于船载中压直流的3种配电变压器拓扑方案Fig.1 SST topologies used for DC distribution in electric ships

1.2 隔离DC-DC变换器对比

作为配电电力电子变压器的核心环节，DC-DC隔离变压器的选择会直接影响系统的效率、功率密度和控制性能。根据上述分析，LLC谐振变换器和双（多）主动桥变换器都能够满足电压变换的需求。

LLC谐振变换器在变压器原边发出占空比为50%的方波，副边进行无控整流。变换器一般工作在开环模式，电压增益比恒定，且开关频率低于谐振频率。LLC变换器及其断续模式下其工作波形如图2所示。图中，谐振电感为Lr、谐振电容为Cr和励磁电感为Lm，能够实现原边侧开关管的零电压软开关ZVS（zero voltage switching）开通和副边侧二极管的零电流开关ZCS（zero current switching）关断。原边侧开关管的关断电流估算为

式中，Up为原边侧母线电压［7］。从式（1）可以看出，开关管的关断电流和负载无关，且Lm通常设计值较小以实现重载下的ZVS开通。因此轻载下关断损耗会占主要部分，效率难以提升。另一方面，Lm的参数控制通过切割气隙来实现的，在气隙切口处损耗很大，造成热累积，不利于系统的散热和集成设计。

DAB变换器的拓扑结构和简化等效电路如图3所示。其中所有参数均折合到变压器原边侧，开关管为理想模型，L包含了高频变压器的漏感和外加电感，变压器的励磁电感设计的很大，在分析时可以忽略。相比于LLC变换器，DAB变换器的控制灵活，对传输功率和输出电压有很强的调节能力。且DAB变换器没有谐振电容，系统的体积进一步减小，且能够平滑地实现能量的双向流动，有利于储能系统的接入。

图2 LLC变换器拓扑及其断续模式下的主要波形Fig.2 Structure and key waveforms of LLC converter

图3 DAB变换器的拓扑结构及其等效电路Fig.3 DAB converter topological structure and equivalent circuit

如图4所示，DAB电路的调制有3个变量：2个方波的内相移d1、d2和方波之间的外相移d0。其中，内相移能够影响对应方波的占空比，且在［0,0.5］之间变化；外相移影响方波之间的相位差，且在［－1,1］之间变化。已有大量文献对DAB的调制策略进行了分析［8-10］，以实现更大范围的软开关和更快的动态响应。由于没有谐振过程，DAB变换器必须在电流最大处进行换流过程，对系统的可靠性和效率提出了挑战。通过对DAB变换器调制模式进行分析，本文提出了一种混合调制策略，在轻载和重载下分别采用三角调制和扩展移相调制。在该策略下，DAB变换器能够实现全功率范围内的软开关，并且最小化电流应力。

图4 DAB变换器的调制参数Fig.4 Modulation analysis of DAB converter

采用多绕组变换器的拓扑控制更灵活，且系统的功率密度高，易于绝缘设计。但是在大功率多绕组变压器的设计和生产中，很难保证端口之间参数的一致性，影响了系统的控制性能。另外，系统的故障冗余实现也会更加困难，影响了系统的可靠性。

综上，ISOP-DAB结构的变换器更加适合作为中压直流系统的配电变压器。随着宽禁带器件的快速发展，其优势也将更加明显。

2 调制方案和系统控制

2.1 DAB的调制分类

根据之前的分析，DAB变换器的传递功率可以由2个内相移和外相移进行控制。本节首先对DAB的调制图案进行归纳总结，并在此基础上分析了每种图案ZVS的实现条件以及ZVS下的电流应力。由于DAB变换器的对称性，因此只对功率正向流动的情况进行了分析。

2.1.1 情况1

情况1的限制条件是d1≤d2，|d0|≤d2-d1，其波形示意如图5所示。

图5 DAB变换器的情况1的波形示意Fig.5 Waveforms of DAB converter for case 1

该情况1下，一个周期内传递的功率为

则实现软开关的条件以及软开关下电流应力imax的表达式分别为

式中，d为电压增益，d=u'2/u1。

2.1.2 情况2

情况2的限制条件是d1≥d2，|d0|≤d1-d2，其波形示例如图6所示。

图6 DAB变换器的情况2的波形示意Fig.6 Waveforms of DAB converter for case 2

该情况2下，一个周期内传递的功率为

则实现软开关的条件以及软开关下电流应力imax的表达式分别为

2.1.3 情况3

情况3的限制条件是d1+d2≥0.5，|d1-d2|≤|d0|≤min{1-d1-d2，d1+d2}，其波形示例如图7所示。

图7 DAB变换器的情况3的波形示意Fig.7 Waveforms for case 3

该情况3下，一个周期内传递的功率为

则实现软开关的条件以及软开关下电流应力的表达式分别为

2.1.4 情况4

情况4的限制条件是d1+d2≥0.5，1-d1-d2≤|d0|≤0.5，其波形示例如图8所示。

图8 DAB变换器的情况4的波形示意Fig.8 Waveforms for case 4

该情况4下，一个周期内传递的功率为

由式（11）可知，其和外相移无关。观察波形可以发现，图中圆圈部分流过峰值电流却没有传递功率，反而带来损耗。因此该调制策略是要避免出现的。2.1.5 情况5

情况5的限制条件是d1+d2≤|d0|≤0.5，其波形示例如图9所示。

图9 DAB变换器的情况5的波形示意Fig.9 Waveforms for case 5

该情况5下，一个周期内传递的功率为

则实现软开关的条件以及软开关下电流应力的表达式分别为

软开关条件：

2.1.6 总结

将4种调制情况（情况4被排除）的传递功率进行标幺化，其最大传递功率和ZVS条件下传递功率的范围如表1所示。

表1 DAB功率区域总结Tab.1 Summary of DAB transimission power（p.u.）

DAB变换器的ZVS的功率区域总结如图10所示。由图可见，在低功率区域有重叠，但是在高功率区域，只能选择情况5的调制图案。

图10 DAB变换器的ZVS功率区域总结Fig.10 Power area with different cases under ZVS condition

2.2 软开关下最优电流应力调制

不同相移的组合可能传递相同的功率，但是会产生不同的软开关情况和电流应力。为了提高变换器的效率以及系统换流的可靠性，需要在保证ZVS开通的基础上最小化电流应力。在ZVS功率区域采用KKT最优化方法，在输出功率不变的基础上对电流应力进行优化。对比不同调制情况的电流应力，可以得到，在轻载和重载下分别采用三角调制和扩展移相调制，能够实现全工况范围内的软开关，并最小化电流应力。

三角调制常用于DAB变换器的轻载工况，且仅用于两端母线电压不匹配的工况，其升压和降压两种工况下的波形如图11所示。由图可见，变压器电流呈三角形。

图11 三角调制下变压器的电压电流波形Fig.11 Waveforms TPS modulation

该调制方法传递的功率和外相移的平方成正比，功率与调制参数关系表示为

扩展移相调制应用于重载工况，其升压和降压两种工况下的波形如图12所示。由图可见，变压器电流呈梯形。低压侧的占空比始终保持在50%，高压侧的占空比和外相移会根据负载情况进行变化。

图12 扩展移相调制下变压器的电压电流波形Fig.12 Waveforms TES modulation

该调制方法传递的功率和调制参数关系为

当外相移达到0.5时，两个内相移均为0，退化成移相调制，达到了功率传输的最大点。

混合调制策略的功率传输范围和调制参数变换曲线如图13所示。由图可见，三角调制和扩展移相调制之间能够实现传输功率和调制参数的平滑切换，非常利于闭环控制的设计。

2.3 ISOP系统的能量均衡控制

在对DAB变换器调制分析的基础上，这一部分提出了实现输出电压和模块间能量均衡的控制策略，以应对系统电压波动和模块间的参数不一致。每个模块的功率流动如图14所示，其分压电容的电压为

图13 混合调制策略的功率传输区域和调制参数路径Fig.13 Power transfer range and modulation trace of hybrid modulation strategy

图14 模块的功率流动示意Fig.14 Power flow of the DAB cells

因此通过控制进入每个分压电容的功率能够实现动态均压，从而实现模块之间的功率平衡。同时，需要对输出电压进行闭环控制，以避免系统电压波动和负载变化对输出电压的影响。系统的整体控制示意如图15所示，外环通过PI控制器对输出电压进行闭环，得到移相的基准值。内环进行能量均衡控制，通过每个分压电容电压和平均值进行对比，得到每个模块移相的偏差量，加上基准值就可以得到各个模块的相移。根据式（2）和式（3）就可以计算得到所有得调制系数。该控制方法不需要每个变压器的漏感等参数，具有较好的适应性和鲁棒性。

图15 系统控制示意Fig.15 Sketch map of system control strategy

3 实验验证

为了验证所提调制策略和控制方法的可行性，搭建了一个小功率样机平台进行实验，具体参数如表2所示。

表2 实验平台参数Tab.2 Experiment parameters

采用混合调制策略的波形如图16所示，可以实现双边的ZVS开通。采用普通移相调制的轻载波形如图17所示，由于电压不匹配，轻载下无法实现原边电压的ZVS，且电流应力明显高于混合调制。

分压电容电压波形如图18所示。由于参数差异的存在，原分压电容电压并不能保持一致，导致模块之间功率的不均衡。加入均衡控制之后，能够克服参数的差异性，保持分压电容电压的一致。

输出电压控制的实验波形如图19所示。当原边母线电压发生30%的波动时，输出电压保持不变。同时，分压电容电压也能在动态过程中保持均衡。

图16 混合调制实验波形Fig.16 Experiment results of hybrid modulation

图17 移相调制实验波形Fig.17 Experiment results of phase shift modulation

图18 能量均衡控制实验波形Fig.18 Experiment results of power balance control

图19 低压直流母线控制实验波形Fig.19 Experiment results of LVDC control under input variation

4 结语

本文提出了适用于船载中压直流系统配电的电力电子变压器拓扑。提出的拓扑能够对输出电压进行调节，并且实现模块间的能量均衡。在DAB变换器调制图案分析的基础上，提出了一种混合调制策略，能够实现全工况下的ZVS开通，并且最小化电流应力，提高系统的效率和换流可靠性。通过对ISOP系统的分析，提出了能量均衡控制策略。通过小功率样机的实验，验证了调制方案和控制方法的有效性。

［1］Ericsen T,Hingorani N，Khersonsky Y.Power electronics and future marine electrical systems［J］.IEEE Transactions on Industry Applications,2006,42（1）:155-163.

［2］Bidram A,Davoudi A,Lewis F L.Distributed control for AC shipboard power systems［C］.Electric Ship Technolo-gies Symposium（ESTS）,2013 IEEE.Arlington,VA,2013: 282-286.

［3］Castellan S,Menis R,Tessarolo A,et al.Power electronics for all-electric ships with MVDC power distribution system: An overview［C］.Ecological Vehicles and Renewable Energies（EVER）,2014 Ninth International Conference on, Monte-Carlo,2014:1-7.

［4］Javaid U,Duji D,Merwe W V D.MVDC marine electrical distribution:Are we ready［C］.Industrial Electronics Society,IECON 2015-41st Annual Conference of the IEEE, Yokohama,2015:823-828.

［5］IEEE B E.IEEE recommended practice for 1 kV to 35 kV medium-voltage DC power systems on ships［J］.in IEEE Std 1709-2010,2010,2:1-54.

［6］Das M K,Capell C,Grider D E,et al.10 kV,120 A SiC half H-bridge power MOSFET modules suitable for high frequency,medium voltage applications［C］.ECCE 2011.

［7］Besselmann T,Mester A,Dujic D.Power electronic traction transformer:efficiency improvements under light-load conditions［J］.IEEE Transactions on Power Electronics,2014,29（8）:3971-3981.

［8］Zhao Biao,Song Qiang,Liu Wenhua.Power characterization of isolated bidirectional dual-active-bridge DC-DC conve-ter with dual-phase-shift control［J］.IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27（9）:4172-4176.

［9］Jain A K,Ayyanar R.PWM control of dual active bridge: comprehensive analysis and experimental verification［J］. IEEE Transactions on Power Electronics,2011,26（4）: 1215-1227.

［10］Krismer F,Kolar J W.Closed form solution for minimum conduction loss modulation of DAB converters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27（1）:174-188.

DC Power Electronics Distribution Transformer for MVDC Electric Ships

WANG Shien1,ZHENG Zedong1,LI Yongdong1
（Department of Electrical Engineering,Tsinghua University,Beijing 100084,China）

Medium voltage DC（MVDC）grid has shown great advantages for the application in large scale electric ships, where DC breaker and DC distribution are the key equipment.Power electronics transformer（PET）composed by power electronics and high-frequency transformer has features of high power density and high efficiency,so it can be used for the power conversion from MVDC to low voltage DC or AC.Several PET topologies suitable for onboard DC distribution are analyzed and compared in this paper.On this basis,input-series-output-parallel（ISOP）dual-active-bridge（DAB）convertor is proposed for onboard DC distribution,then the control and modulation algorithm are analyzed.Experimental results verifiy the performance of the PET and control method.

power electronics transformer;dual-active-bridge convertor;input-series-output-paralleled;soft switching