曹太强 甘 雪 周 川 郭筱瑛 夏昱成



对称控制全桥谐振PWM软开关变换器

曹太强1,2甘 雪2周 川2郭筱瑛3夏昱成4

（1. 西华大学流体及动力机械教育部重点实验室 成都 610039 2. 西华大学电气信息学院 成都 610039 3. 攀枝花学院电气信息工程学院 攀枝花 617000 4. 电子科技大学格拉斯哥学院 成都 611731）

针对传统对称控制全桥变换器不能实现软开关而导致变换器效率较低的现状，提出了对称控制全桥谐振PWM(FB-RPWM)变换器，详细分析了FB-RPWM变换器的工作模式及其稳态特性。分析结果表明：FB-RPWM变换器虽然采用对称控制，却仍在全负载范围内实现了所有桥臂开关管的零电压开通（ZVS）和输出二极管的零电流关断（ZCS），且其输入输出电压传输比与负载、开关频率和占空比无关，呈现出直-直变压器（DCX）的工作特性。与移相全桥（PSFB）变换器相比，FB-RPWM变换器减小了两个开关管的关断电流，且变压器一次侧采用隔直电容，实现了励磁电感电流的零直流偏量，降低了变压器损耗，进一步提高了变换器的效率。最后，搭建了一台400V输入、50V/10A输出的实验装置，验证了理论分析的正确性。

全桥变换器 谐振PWM技术 DC-DC变压器 移相全桥

0 引言

高功率密度、高效率开关变换器是高频开关变换器的研究热点之一。提高开关变换器功率密度的有效途径是提高开关变换器的开关频率，随着开关频率的提高，传统硬开关PWM变换器的开关损耗急剧增大，导致功率变换效率降低，从而限制了功率密度的进一步提高。开关变换器的软开关技术可以实现开关管的零电压开通或零电流关断，以减小开关损耗，提高变换器的效率和功率密度[1]，因此越来越受到人们的重视。

移相全桥（Phase-Shift Full-Bridge, PSFB）变换器实现了变压器一次侧开关管的零电压软开关（Zero Voltage Switching, ZVS）开通，受到研究者的广泛青睐[2-7]。然而，传统PSFB变换器输出二极管的寄生振荡现象[2,5]和反向恢复损耗[3]，限制了变换器效率的进一步提高；此外，占空比丢失现象[6,7]、死区时间限制[8]、轻载时不能实现滞后桥臂的ZVS开通[9]、较大的环流损耗[10]等问题，限制了PSFB变换器性能的进一步提升。同时，由于驱动脉冲的不对称、开关器件参数不一致等因素，使变压器存在直流偏磁现象[11]，严重时引起变压器的磁心饱和，而变压器直流偏磁的存在会产生附加损耗和变压器利用率较低[12]等问题。

对称控制全桥变换器由于控制结构简单、容易实现等优点，也得到广泛应用[9]。然而，对称控制全桥变换器不能实现开关器件的软开关，且变压器的漏感引起开关管两端较大的电压尖峰，需要吸收电路来吸收漏感能量，限制了变换器效率的提高。

在宽输入电压应用场合，通常采用两级串联结构的变换器方案[13,14]、并联变换器功率处理方案[15]和交错式拓扑变换器[15]来提高变换器效率；采用更替电源架构的稳压器[16]或恒定导通时间控制[17]来实现控制的精确度。在拓扑结构方案中，均可采用不可控变换器，或者称为直-直变压器[18,19]（DC-DC Transformer, DCX），直流变压器体现直流能量的传输，且传输电压增益比仅与变压器变电压有关。软开关DCX能够实现开关器件的软开通和软关断，不需要附加的吸收电路，提高了变换器的效率[14]。文献[13]采用不对称半桥（Asymmetric Half-bridge，AHB）变换器作为DCX变换器，然而AHB变换器二次侧二极管存在反向恢复损耗等问题，限制了变换器效率的提升。文献[14]采用LLC变换器作为DCX变换器，LLC变换器虽然实现了一次侧开关管的零电压开通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次侧二极管的零电流关断（Zero Current Switching, ZCS），然而，LLC变换器的增益特性受负载的影响较为严重，为了提高DCX变换器的性能，需要采用锁相环技术[18]，实现较为复杂，限制了LLC变换器的应用。

为了进一步提升变换器的效率，文献[20,21]采用变压器二次侧谐振技术实现了输出二极管的零电流关断，但同时带来较高的导通损耗。为了实现变换器开关管的零电压开通，通常需要采用有源钳位技术[20,21]和移相控制策略，增加了变换器的成本和控制复杂度。

针对以上研究存在的不足，对称控制全桥谐振PWM（Full-Bridge Resonant-PWM, FB-RPWM）变换器，详细分析了变换器的工作模式及稳态特性，给出了变换器软开关的实现条件。FB-RPWM变换器实现了开关管的ZVS和输出二极管的ZCS，其输入输出电压传输比与负载、开关频率和占空比无关，呈现出直-直变压器的工作特性。同时，FB-RPWM变换器实现了励磁电感电流的零直流偏量，进一步提高了变换器的效率。最后，搭建了一台400V输入、50V/10A输出的实验装置，验证了理论分析的正确性。

1 FB-RPWM变换器工作模式

图1给出了FB-RPWM变换器的原理电路图。为了简化FB-RPWM变换器的分析，做如下假设：①变换器采用对称脉冲控制，除反并联二极管与输出电容外，所有开关管是理想的；②变压器等效模

型由∶1理想变压器、励磁电感m组成，谐振电感s包含变压器漏感，且m＞＞s,o＞＞s；③输出电容o足够大，可以认为输出电压o恒定不变；隔直电容d上的电压保持恒定；④变换器工作于 稳态。

图1 FB-RPWM变换器

在一个开关周期内，变换器存在如图2所示的5个工作模态，变换器的主要波形如图3所示。在开关周期开始时刻，一次电流P为负，输出电感电流io与谐振电感电流S满足io(0)=S(0)。

（a）模态1 [0～1]

（b）模态2 [1～2]

（c）模态1 [2～3]

（d）模态2 [3～4]

（e）模态2 [4～5]

图2 变换器工作模态的等效电路

Fig.2 Equivalent circuits in each operation modes

图3 变换器的关键波形

（1）模态1[0,1]：0时刻，一次电流P为负值，开关管S1和S4的反并联二极管导通，为P提供流通路径。变压器一次电压为in-Vd，励磁电感电流m线性上升，即

输出二极管VDo关断，输出电感与谐振电感串联，由于o＞＞s，输出电感电流纹波可忽略不计，则可得变压器一次电流P为

谐振电容r线性充电，则有

（2）模态2[1,2]：1时刻，变压器一次电流P上升到零，在1之前，开关管S1和S4的反并联二极管导通，在此期间可以实现S1和S4的零电压导通。在模态2，开关管S1和S4导通，励磁电感电流m继续线性上升，谐振电容r继续线性充电。

（3）模态3[2,3]：2时刻，开关管S1和S4关断。开关管S1、S4与开关管S2、S3的输出电容分别充、放电，由于输出电容较小，充放电时间极短。当开关管S1、S4输出电容的电压等于输入电压in时，S2、S3的反并联二极管导通，为一次电流P提供流通路径。变压器一次电压等于-in-Vd，励磁电感电流m线性下降，即

变压器一次电压折算到二次电压为负。输出二极管VDo导通，输出电感两端电压等于-o，io线性下降，即

变换器二次侧满足电路方程

求解上述电路方程得

式中，谐振角频率r=1/，特征阻抗r=。

流过输出二极管的电流为

变压器一次电流P为

（4）模态4[3,4]：3时刻，变压器一次电流P下降到零，在3时刻之前，开关管S2和S3的反并联二极管导通，在此期间可以实现S2和S3的零电压导通。在模态4，开关管S2和S3导通，励磁电感电流m继续线性下降，变压器二次侧电路的工作模式与模态3相同。

（5）模态5[4,5]：4时刻，输出电感电流io与谐振电感电流S满足io(4)=S(4)，二次侧输出二极管VDo电流为零，实现了零电流关断。变压器二次侧输出电感o与二次侧漏感lks和谐振电容r串联，由于输出电感输出纹波电流较小，可以认为谐振电容r以输出电感电流Io放电，由于Io=o，则

励磁电感电流m继续线性下降。

5时刻，开关管S2、S3关断，开关管S2、S3与开关管S1、S4的输出电容分别充、放电，开关管S2、S3的输出电容电压充电到in时，为一次电流P提供流通路径，S1、S4的反并联二极管导通，开始下一个开关周期。

2 稳态特性分析

采用对称脉冲控制时，变压器一次电压不存在直流偏量，由励磁电感m的伏秒平衡可知，在一个开关周期内隔直电容上的直流电压为零。然而，在实际情况存在器件偏差和驱动脉冲不对称等因素，隔直电容可以防止变压器饱和。当采用对称控制且工作于稳态时，Vd=0，此外，由于o足够大，输出滤波电感电流io的纹波较小，近似认为io≈o。故在[0,2]和[4,5]时间段内谐振电容以o线性充电，在此时间段内的积分值可近似为算术平均值，可以得到变压器二次侧谐振电感电流S和谐振电容电压vr的近似波形如图4所示。

图4 近似后变换器的关键波形

由输出滤波电感o的伏秒平衡，可得

式中，D为谐振支路带来的占空比丢失。整理式（13）可得

在[0,2]和[4,5]时间段内，由工作模态分析和图4所示近似工作波形可知，谐振电容电压满足

由模态3和模态4的分析可知

整理式（16）和式（17），可得

联立式（14）和式（18），可以得到变换器的增益为

由式（19）可知，变换器的电压传输比与负载、开关频率和占空比无关，呈现出DCX的特性。

3 软开关工作条件分析

3.1 二次侧二极管软开关的实现条件

由图2所示变换器的工作模式及图3所示的工作波形可知，实现输出二极管软开关的条件是在开关管S2、S3关断之前，输出电感电流io与谐振电感电流S满足io(4)=S(4)，即谐振周期应小于开关周期

3.2 一次侧开关管软开关的实现条件

由前面的工作模态分析可知，实现开关管S2、S3软开关的条件是在变压器一次电流P变为负值之前，在开关管S2和S3两端施加驱动脉冲，即保证在开关管S2和S3开通之前，反并联二极管的导通，以实现开关管S2、S3的ZVS；实现开关管S1、S4软开关的条件是在变压器一次电流P变为正值之前，在开关管S1、S4两端施加驱动脉冲，即保证在开关管S1、S4开通之前，反并联二极管的导通，以实现开关管S1、S4的ZVS。

在一个开关周期内，由电容电荷平衡可知，励磁电感电流不存在直流偏量，且由变换器的工作模式分析可知，励磁电感电流纹波为

由变换器的主要工作波形和工作模态1、模态2的分析可知，为了实现开关管S1、S4的ZVS导通，需要满足条件

由变换器的主要工作波形和工作模态3、模态4的分析可知，为了实现开关管S2、S3的ZVS导通，需要满足的条件是

在[0,1]时间段内，变压器一次电流为

由式（21）、式（22）、式（24）可得

式中，为负载电阻。

在[2,3]时间段内，变压器一次电流为

定义谐振占空比r=(r/2)/s，由变换器的主要工作波形可知，r=1/2-D，且由式（14）、式（15）、式（19）可知，在2时刻，谐振电容电压为

则在[2,3]时间段内，一次电流为

式中，自变量=(-2)/s，P()的过零值即为时间段[2,3]的归一值0，0=(3-2)/s。

图5所示为参数变化时P()与的关系曲线，由图5a可知，随着r的增大，0增大；由图5b可知，随着m的减小，0增大；由图5c可知，负载的变化几乎不影响0值。然而为了实现所有开关管的软开关，变换器的占空比需要满足式（23），即满足0＞0.5-。

（a）

（b）

（c）

图5P()与的关系图

Fig.5P() as a function of

由以上分析可知：在满足式（20）的情况下，r越大，励磁电感m越小，越容易实现开关管的ZVS导通；开关管S2、S3的软开关实现范围几乎不受负载的影响，在满足式（25）的情况下开关管S1、S4在全负载范围内能够实现软开关。

4 实验验证

为了验证理论分析的正确性，设计并制作了一台对称控制全桥谐振PWM软开关变换器的实验装置。为了满足变换器开关管的软开关条件，即满足式（22）和式（23），实验中取占空比=0.45。由图5可知，在电路参数变化范围内，取0值在[0.1, 0.2]之间。由图5b可知，励磁电感m需满足m＜1mH，实验中取m=804μH。设计变换器参数为：输入电压in=400V，输出电压o=50V，输出功率o=500W，开关周期s=20ms，则满载时负载电阻=5W，并由式（19）可知，变压器电压比=8。变换器的主要参数见表1。

表1 变换器的参数

Tab.1 Parameters of converter

图6a和图6b分别为变换器满载工作时，开关管S2、S4的电压、电流实验波形；图7为变换器二次侧输出二极管VDo的电压、电流波形；图8所示分别为输出电压o、输出二极管电压VDo和谐振电容电压vr的实验波形。由图6a和图6b可知，对称控制全桥谐振PWM软开关变换器的所有开关管均实现了ZVS；由图7可知，二次侧输出二极管VDo实现了ZCS。图8给出了输出电压和输出二极管电压波形，以及二次侧谐振电容电压波形，由图可知，与理论分析波形基本一致，验证了理论分析的正确性。图9为变换器的效率曲线，可以看出，在75%负载时，变换器获得最大效率94.2%；图10为输出电压随负载的变化曲线，可以看出，变换器实现了DC-DC变压器的特性，与理论分析一致。

（a）开关管S2的电压、电流波形

（b）开关管S4的电压、电流波形

图6 变换器满载时，开关管S2、S4的电压电流实验波形

Fig.6 Experimental voltage and switch current waveforms for S2and S4

图8 变换器二次侧实验波形

图9 效率曲线

图10 输出电压随负载的变化曲线

5 结论

本文研究了对称控制全桥谐振PWM软开关变换器，详细分析了FB-RPWM变换器的工作模式、稳态特性以及软开关实现条件。分析结果表明，FB-RPWM变换器呈现出DC-DC变压器的增益特性，其电压传输比与负载、开关频率和占空比无关，且在全负载范围内，可以实现FB-RPWM变换器开关管的ZVS以及二次侧输出二极管的ZCS。在分布式电源架构中间母线变换器和高效率宽输入电压范围的DC-DC变换器模块电源的场合具有一定的应用前景。

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Research on Symmetrical Controlled Full-Bridge Resonant PWM Converter

1,22234

（1. Key Laboratory of Fluid and Power Machinery, Ministry of Education Xihua University Chengdu 610039 China 2. School of Electric Information Xihua University Chengdu 610039 China 3. School of Electronics and Information Engineering Panzhihua University Panzhihua 617000 China 4. UOG-UESTC Joint School Chengdu 611731 China）

The traditional symmetrical controlled full bridge DC-DC converter fails to achieve soft switching. Thus, this paper proposes a full bridge resonant PWM (FB-RPWM) converter. Its operation modes and steady state characteristics are analyzed. The analysis results show that FB-RPWM converter exhibits the characteristics of DC-DC transformer (DCX), and its DC voltage conversion ratio is independent of load, switching frequency and duty ratios. The proposed FB-RPWM converter can realize zero-voltage turn-on switching (ZVS) of switches in the full load range and zero-current turn-off switching (ZCS) of the diode. Compared with the traditional phase-shift full bridge (PSFB) converter, FB-RPWM converter has reduced switch current stress and turn-off current of the main switch. It has also completely eliminated current offset of magnetizing inductor, and thus improved the efficiency of the converter. Finally, a 400V input, 50V/10A output experimental prototype is established to verify the theoretical analysis.

Full bridge DC-DC, resonant PWM technology, DC-DC transformer, phase-shifted full-bridge

TN86；TM463

曹太强 男，1969年生，博士，高级工程师，研究方向为新能源、大功率开关变换器及光伏发电、电力电子与电力传动等。

E-mail: ctq815@163.com

周 川 男，1974年生，硕士，讲师，研究方向为电气控制技术。

E-mail: zhouchuan@mail.xhu.edu.cn（通信作者）

2015-11-15 改稿日期 2016-01-18

西华大学学生创新创业项目（苗子工程）（2015RZ0030），太阳能技术集成及应用推广四川省高校重点实验室项目（TYN2015-09），攀枝花市科技计划项目-太阳能光伏离/并网智能化控制逆变一体集成应用（2014CY-S-1-2），攀枝花学院分布式光伏多逆变器并网控制研究（2014YB11），攀枝花市科技计划项目-光伏发电系统关键技术研制（2015 CY-C-5），四川省电力电子节能技术与装备重点实验室（新型高效无桥高功率因数变换器的研究-szjj2015-066），流体及动力机械教育部重点实验室研究基金（西华大学）资助项目。