王立乔 祝百年 孙孝峰



一种单级隔离型Sepic逆变器

王立乔 祝百年 孙孝峰

（燕山大学电力电子节能与传动控制河北省重点实验室 秦皇岛 066004）

提出了一种新型单级隔离型Sepic逆变器。该逆变器只需三个有源开关和一个高频变压器，结构简单、易于实现。该逆变器由直流Sepic变换器扩展而来，因而具有升降压能力，适于直流侧电压宽范围波动的可再生能源发电系统。介绍了所提逆变器的电路结构和工作原理，采用单周期控制实现了系统的闭环控制；给出了该逆变器的磁集成设计方案；在理论分析的基础上，进行了仿真和实验验证。仿真和实验结果表明，该逆变器具有良好的动、静态性能。

单级隔离型Sepic逆变器 可再生能源发电系统 直流侧电压宽范围变化 单周期控制 磁集成

0 引言

可再生能源发电技术是应对能源危机、遏制环境污染、实现低碳经济的核心技术之一。逆变器作为能量转换装置，在可再生能源发电技术中起着重要作用[1]。

可再生能源的功率输出由于受环境因素的影响，具有很大的随机性和不确定性。这就要求作为能量转换接口的逆变器适应输入功率的大幅度变化，通常体现为直流输入电压的大范围波动。而不论是独立发电系统中的交流负载，还是并网发电系统中的交流母线，又都要求逆变器的输出电压保持恒定。归结起来，可再生能源发电系统中的逆变器应该在输入直流电压大范围波动的情况下实现稳定的交流输出，即要求逆变器具有升降压能力。

常规的电压型和电流型桥式逆变器都不能满足以上需要。针对该问题，有多级式结构和单级式结构两种解决方案。相比而言，单级式结构具有更简洁的形式和更高的效率。在具体实现上，单级式结构又可分为非隔离型和隔离型两种。非隔离型结构，有的通过对常规逆变器进行改造（典型的解决方案为Z源逆变器[2,3]），有的利用直流斩波器直接构造（如双Buck/Boost逆变器[4]和双Cuk逆变器[5]），均可以实现升降压功能。由于非隔离型结构输入、输出之间无电气隔离，因而容易出现直流偏置、共模漏电流等问题[6]。

隔离型结构根据变压器的工作频率，又可以分为工频隔离型和高频隔离型。工频隔离型方案采用工频变压器实现电气隔离和电压匹配，同时还有效地抑制了直流偏置并切断了共模寄生回路，是实际中应用最多的方案。但工频变压器的引入，造成了该方案效率低、成本高。而高频隔离型结构由于采用效率高、体积小、成本低的高频变压器，是性价比较高的一种技术方案。

单级高频隔离型逆变器的构造方法总体上有两种[7]。一种是DC-AC-AC结构，先通过DC-AC变换为高频交流，再通过AC-AC变换为低频交流。这种结构的缺点是开关器件数目多，调制策略复杂，且需要增加有源钳位电路，或采用复杂的换流控制算法，以降低器件的开关应力[8,9]。另外，该结构的逆变器多由Buck型结构（包括正激、全桥、半桥和推挽等）拓展而来，若需要升压只能通过变压器实现，升降压范围有限。另一种是DC-DC-AC结构，具体实现中，又可分为两种方法：①先通过隔离型DC-DC变换，将稳恒直流变换为高频脉动直流，再经桥式极性反转电路变换为交流[10]，该结构前后级的开关频率不一致，需要进行协调控制，开关数目也比较多；②将两个隔离型DC-DC变换器组合在一起构成组合型逆变器。

为了应对输入电压大范围波动的情况，在构造组合型逆变器时，可以选用有升降压能力的隔离型DC-DC变换器，如隔离型Buck-Boost变换器（即反激变换器）、隔离型Cuk变换器和隔离型Sepic变换器。由于隔离型DC-DC变换器的输入、输出之间有电气隔离，因而输入侧和输出侧的组合关系可以相互独立，理论上有输入并联/输出串联、输入串联/输出并联、输入并联/输出并联以及输入串联/输出串联四种结构。文献[11]采用输入并联/输出串联的方式，分别构造了隔离型Buck-Boost逆变器、隔离型Cuk逆变器和隔离型Sepic逆变器。这些逆变器都含有四个开关器件和两个高频变压器，后两种逆变器含有四个电感，输出为串联方式，不利于并联和并网。文献[12]提出了并联逆变器的构造方法，按照该方法，同样可以构造出并联型的隔离型DC-DC变换器，但与上述串联型结构类似，也都需要四个开关器件和两个变压器，采用Cuk和Sepic结构时，也都需要四个电感，输出并联型逆变器的优点是易于并联和并网运行。由此可见，上述已有的组合型单级隔离型逆变器虽然开关器件数目较少，但都需要两个高频变压器，采用Cuk和Sepic结构时还需要四个电感，结构复杂，成本高，而且过多的磁性器件数目也不利于磁集成设计。在组合型逆变器中，只有并联输出的隔离型Buck-Boost逆变器[13,14]，即反激逆变器，需要一个高频变压器和三个开关器件，结构简单，成本低，具有一定的实用性。但由于反激变换器的输入电流是断续的，电源利用率低，因而只能应用于小容量场合。

本文利用隔离型Sepic变换器，按照组合型的思路，构造了一种新型单级隔离型Sepic逆变器。该逆变器同样只用一个变压器和三个开关器件，但其输入电流是连续的，电源利用率高，可以应用于功率等级较高的场合。由于Sepic电路本身的升降压功能，使得该逆变器具有较强的升降压能力，适于输入电压变化范围大的场合。此外，该逆变器的磁性器件数目相对较少，可通过磁集成的方式集成在一个磁心上，以减小体积，提高功率密度。本文首先介绍该逆变器的基本结构、工作原理和闭环控制策略，然后对该逆变器进行了磁集成设计，并给出了仿真和实验结果。

1 单级隔离型Sepic逆变器工作原理

1.1 电路基本构成

单级隔离型Sepic逆变器的拓扑结构如图1所示。该逆变器由隔离型直流Sepic变换器扩展而来。该逆变器为电流源型逆变器，变压器一次侧电路包含电感1、2和电容1，以电流的形式向输出端传送能量；两个二次绕组反并联，通过互补导通的方式，实现正弦波的正、负半波输出。作为电流源型逆变器，为保证电流的单向性，二次绕组回路中均串联了与主开关器件同向的二极管，也可直接采用逆阻型开关器件；为保证二次侧两开关器件的安全换流，应加入叠流时间。由于为电流源型输出，滤波器采用CL滤波。

图1 单级隔离型Sepic逆变器

1.2 开关调制策略及工作模式

单级隔离型Sepic逆变器的开关调制策略如图2所示。调制波为正弦信号的绝对值，与三角载波调制为PWM波，作为开关S1的驱动信号；开关S2和S3的驱动信号为互补的方波。在前半周期，开关S2工作，逆变器输出正向电流；在后半周期，开关S3工作，逆变器输出反向电流。

图2 单级隔离型Sepic逆变器的开关调制策略

由图2可以推出单级隔离型Sepic逆变器的四种工作状态。

工作状态Ⅰ：开关管S1和S2导通、S3关断，如图3a所示。电源经过S1给1充电，1电流上升；同时1经过S1给2充电，2电流上升；变压器一次侧电压与2两端电压相同（方向为上负下正），使二极管VD1处于反向截止状态，输入端不向输出端传送能量，负载电流通过电容2续流。

（a）工作状态Ⅰ

（b）工作状态Ⅱ

（c）工作状态Ⅲ

（d）工作状态Ⅳ

工作状态Ⅱ：开关管S1和S3关断、S2导通，如图3b所示。1与2同时放电，变压器一次电压改变方向（仍与2两端电压相同），使二极管VD1正向导通；此时电源和1向1充电，同时与2通过变压器向负载提供能量。

工作状态Ⅲ：开关管S1和S3导通、S2关断，如图3c所示。电源经过S1给1充电，1的电流上升；同时1经过S1给2充电，2电流上升；二极管VD2处于反向截止状态，输入端不向输出端传送能量，负载电流通过2续流。

工作状态Ⅳ：开关管S1和S2关断、S3导通，如图3d所示。1与2同时放电，二极管VD2正向导通；此时电源和1向1充电，同时与2通过变压器向负载提供能量。

工作状态Ⅰ和工作状态Ⅱ工作在输出正弦波前半个周期；状态Ⅲ和工作状态Ⅳ工作在输出正弦波的后半个周期。图4列出了在输出正弦波前半个周期，一个载波周期内各主要器件的工作波形，分别对应工作状态Ⅰ和工作状态Ⅱ。在输出正弦波后半个周期的相关工作波形与前半周期类似，限于篇幅，不再给出。

图4 前半个周期各主要器件工作波形

1.3 升降压能力

如果令开关S1按固定占空比工作，开关S2和S3的驱动信号仍如图2所示，则单级隔离型Sepic逆变器中2电压波形v2为正、负对称的交流方波。

该方波的幅值V与输入直流电压i的关系为

式中，为变压器一次、二次绕组匝比。

假设2和3有合适的截止频率，能够滤除v2中的所有谐波分量且不影响基波成分，则逆变器输出电压o的幅值o就是v2的基波幅值。考虑到正、负对称的交流方波幅值与其基波幅值的关系，结合式（1）可得固定占空比条件下，单级隔离型Sepic逆变器输出电压幅值o与输入直流电压i的关 系为

当开关S1的占空比按图2所示信号给出时，式（2）仍然成立，但不能用瞬时占空比进行计算，而应该用有效占空比进行计算。由文献[15]可得

式中，为幅度调制比，0≤≤1。

用式（3）中的代替式（2）中的，可得单级隔离型Sepic逆变器输出电压幅值o与输入直流电压i的关系为

当=1时，令式（4）等于1，可得=0.8。当＞0.8时，有o＜i，此时逆变器降压工作；当＜0.8时，有o＞i，此时逆变器升压工作。

在工程实际中，可优化选择匝比和调制比，找到最合适的配合方案，以达到系统要求。

1.4 技术分析

单级隔离型Sepic逆变器由直流Sepic变换器通过组合变换得到，具有以下特点：

（1）该逆变器仅用一个高频变压器和三个有源开关即实现了单级逆变，结构简单，原理清晰。

（2）Sepic变换器本身的升降压特性，再配合高频变压器的电压比，使得该逆变器可以应用于直流输入电压宽范围变化的应用场合。

（3）该逆变器只需单电源输入，且输入电流连续，因此电源利用率高，适用于功率较大的场合。

（4）该逆变器为电流源型逆变器，变压器二次侧开关器件的单向性防止了电流的倒灌，在多逆变器并联运行时没有环流，有利于大容量扩展应用。

2 单级隔离型Sepic逆变器的闭环控制

利用状态空间平均法，可以推出单级隔离型Sepic逆变器的小信号数学模型[16,17]。该模型在复平面的右半平面上有零点，属于非最小相系统，常规的线性调节器设计方法很难兼顾稳定性、快速性和抗扰性。为此本文采用非线性控制策略——单周期控制。单周期控制是由S. M. Keyue提出的一种非线性PWM控制技术，在一个开关周期内，就可以有效抑制扰动，保证受控量的平均值等于或正比于给定值[18]，其基本原理如图5所示。

图5 单周期控制原理

单周期控制中受控量的平均值应等于或正比于给定值。而对于闭环控制而言，一般要满足跟踪性要求，即系统输出跟随给定值。由此可知，系统输出应该也与受控量的平均值相等或成正比。对于如图6所示的直流Sepic变换器而言，满足

式中，VD为二极管VD两端电压。因此对于Sepic变换器来说，采用单周期控制时应取二极管两端电压作为受控量。

图6 直流Sepic变换器

考虑到S2和S3的互补工作方式，采用两个单周期控制器分别对输出电压的正、负半周进行控制。ref1和ref2分别为两个单周期控制单元的给定信号，S2和S3分别为S2和S3的驱动脉冲信号，上述四个给定信号波形如图7所示。

图7 给定信号波形

单级隔离型Sepic逆变器的单周期控制框图如图8所示。图8中所示单周期控制器的原理结构如图5所示。在输出电压的正半周期，取二极管VD1两端电压VD1作为受控量，参考量为ref1，经单周期控制器1生成控制信号。在输出电压的负半周期，取二极管VD2两端电压VD2作为受控量，参考量为ref2，经单周期控制器2生成控制信号。两个单周期控制器的输出信号与S2和S3经逻辑组合得到开关S1的驱动波形。

图8 单级隔离型Sepic逆变器的单周期控制框图

在电路启动时，控制量输出的初始驱动为高电平，主电路工作伊始开关管S1便导通，无法给中间电容1充电，变压器一次电压不能建立，为此需要给1预充电。考虑到Sepic变换器中间储能电容的电压稳态值就是电源电压，因此通过合理安排系统上电时序就可解决该问题。首先给主电路上电，使输入端电源通过1、1、2回路为中间电容充电，此时所有开关管处于关断状态，因此电流不会经过变压器流向输出端。直到1充电完成之后，再为控制电路上电，系统即可正常工作。

另外，也可将两个单周期控制器整合在一起，用一个单周期控制器实现以上控制，限于篇幅，本文不多赘述。

3 单级隔离型Sepic逆变器的磁集成

本文提出的单级隔离型Sepic逆变器含有三个电感和一个变压器，磁性器件数目较多，通过磁集成设计可以达到减小体积、提高效率和功率密度的目的。在磁集成设计中，有耦合集成和解耦集成两种方式[19,20]。具体到本文提出的单级隔离型Sepic逆变器，可先将变压器一次侧两电感1和2进行耦合集成作为耦合电感，再将耦合电感与变压器进行解耦集成，具体结构如图9所示。

图9 单级隔离型Sepic逆变器的磁集成结构

本文所用的磁心为EE形，变压器的一次、二次绕组全部绕制在磁心的中柱上。电感1由两个匝数相同的绕组和串联构成，电感2由两个匝数相同的绕组和串联构成。和均绕在左边柱上，和均绕在右边柱上。左边柱上两电感的各半个绕组相互耦合，右边柱上两电感的各半个绕组也相互耦合，每个电感的左右绕组串联后，依然能够满足1和2耦合连接；同时每个电感的两个绕组在中柱产生的磁通大小相等、方向相反，即磁通相互抵消，实现了耦合电感与变压器的解耦集成。根据文献[21]可知，当耦合电感的匝比和耦合系数满足=时，可消除1的电流纹波；=1/时，可消除2的电流纹波。本文取=1/。

磁集成后单级隔离型Sepic逆变器的拓扑结构如图10所示。手工制作的集成磁件如图11所示。

图10 磁集成单级隔离型Sepic逆变器

图11 手工制作的集成磁件

4 仿真和实验

在理论分析的基础上，进行了仿真和实验验证。仿真和实验参数见表1。

表1 仿真和实验参数

4.1 仿真

图12为输入直流电压在0.045s由400V突变为150V时的输出电压波形，可见在单周期控制下，单级隔离型Sepic逆变器具有良好的抵抗直流电压扰动的能力。

图12 输入电压突变时，输出电压仿真波形

图13为负载在0.045s由满载切换为半载时的仿真波形，由图可见在单周期控制下单级隔离型Sepic逆变器对负载扰动也有较好的抵抗能力。

图13 负载切换时，输出电压仿真波形

4.2 实验

为了验证有关升降压性能的分析，首先进行了开环实验。图14为输入电压为100V、调制比=0.8时的实验结果，此时输出电压幅值为98V，与理论分析一致。

图14 开环输出电压波形

表2列出了输入电压为100V、调制比在0.5～0.9区间变化时，输出电压的计算值、实际值及误差率，验证了式（4）的准确性。

表2 输出电压的计算值与实际值

图15为输入直流电压突变（在80ms时由400V突变为150V）时的实验波形，可见突变发生后不到2ms，输出电压恢复稳定，验证了理论分析和仿真结果的正确性。

图15 输入电压突变时，输出电压实验波形

对输出电压进行谐波分析，得到其频谱如图16所示，其谐波总畸变率THD=3.27%，谐波品质优良。

图16 输出电压频谱

图17为负载切换时的输出波形，由于切换时刻接近过零点，因此动态性能优于图13的仿真结果。图18a、图18b分别为采用分立磁件、集成磁件时电感2的实验电流。可见，磁集成后电感2的电流纹波得到了明显的抑制。

图17 负载切换时，输出电压、电流实验波形

（a）分立磁件

（b）集成磁件

5 结论

本文提出了一种单级隔离型Sepic逆变器。该逆变器由隔离型Sepic变换器拓展而来，只采用三个有源开关和一个高频变压器，就实现了具有升降压功能的隔离型逆变换。本文对该逆变器中的磁性元件进行了磁集成。该逆变器具有结构简单、实现容易、适用于宽输入电压范围等优点，在光伏及其他可再生能源发电技术中有良好的应用前景。

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A Single-Stage Isolated Sepic Inverter

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

A novel single-stage isolated Sepic inverter is proposed. The proposed inverter only needs three power devices and a high frequency transformer. Its structure is simple and easy to implement. As derived from Sepic DC converter, the proposed inverter is of the ability to buck/boost input voltage and is much suitable for renewable resource generation system with DC link voltage of wide range fluctuation. The circuit structure and operation principle are introduced. One cycle control is applied to realize the closed-loop control. The magnetic integration design scheme of the proposed inverter is presented. Simulation and experiments are performed. The results indicate that the proposed inverter is of excellent dynamic and stable performance.

Single-stage isolated Sepic inverter, renewable resource generation system, wide range fluctuation of DC voltage, single cycle control, magnetic integration

TM464

王立乔 男，1974年生，博士，教授，研究方向为高频功率变换、大功率变流及其调制、可再生能源发电及微电网控制。

E-mail: brent@ysu.edu.cn（通信作者）

祝百年 男，1986年生，硕士，研究方向为逆变电源。

E-mail: zbn228@yahoo.com.cn

2014-08-27 改稿日期 2015-08-28

国家自然科学基金（50837003）和河北省自然科学基金（E2012203085）资助项目。