孙运全，项 伟，赵李凤，张 华

(江苏大学电气信息工程学院，镇江 212013)

前言

随着能源短缺和环境污染等问题的日益突出，电动汽车已成为近年来发展迅速的一种新型汽车，是21世纪最具有发展前途的绿色清洁汽车［1］。在现有条件下，动力电池的性能是电动汽车发展的主要瓶颈，而双向DC-DC变换器不仅能够实现电动汽车复合能源系统中电池与超级电容的配合工作，而且还可以实现能量回收，从而达到节能环保的目的，所以高效率双向DC-DC变换器必将成为新的研究热点。

目前，市场上一般采用的是移相控制的隔离电压源型BDC［2］。但是在传统双向全桥DC-DC变换器［3－4］的移相控制策略［5－7］中，存在着电流复位时间长和循环能量大的缺陷，降低了变换器效率［8－9］。针对电流复位时间长的问题，在传统拓扑结构上增加了非线性电感，以增大电流变化斜率，缩短时间间隔［10］。而对于存在循环能量这个问题，本文中采用一种新颖控制策略，可完全消除循环能量。此双向DC-DC变换器通过缩短电流复位时间和完全消除循环能量，来提高其效率。

1 传统移相控制策略的不足

传统电压源型双向全桥DC-DC变换器电路如图1所示。此电路由左右完全对称的全桥电路构成。在其工作过程中，两侧采用相同的开关驱动信号(具有一定相位差而占空比为50%的方波)，使其对角开关交替导通。这样变压器两边输出电压UL1、UL2就是两个占空比为50%的方波电压［11］。通过控制UL1、UL2的相位差可以控制能量的流向。现在假设U1向U2传输能量，则图2就是传统移相控制的波形。其中，UL1、UL2分别为U1、U2经过全桥逆变输出的电压，UL为电感电压(即U1－U2)。

从图2可以看出，由于 UL1、UL2之间存在相位差，导致电感电压UL会在正负之间变化，然而电感电流不能发生突变，所以存在电感电流与初级侧电压相位相反的阶段(即图2中 t0－t11和 t2－t22阶段)。这样在功率传输过程中就会使能量回流入电源，称为循环能量。循环能量并没有真正传递，只是先由U1(或者U2)存储在电感L中，然后又传递回U1(或者U2)中，所以循环能量毫无实际意义，但是却在流动中产生损耗，这就势必降低了变换器的效率。其次，从图2中可以发现，电流上升和复位时间较长(t11－t1和t2－t22阶段)，这使同一个周期内传输的能量减少，也在一定程度上降低了效率。

2 带非线性电感双向DC-DC变换器的控制策略

2.1 带非线性电感的双向DC-DC变换器

当初级电流从一个方向向另一个方向变化时，希望电感的值越小越好，以增大变化率，缩短这段时间。然而考虑扩大变换器零电压开关范围时，则希望滞后臂开关管关断后谐振电感的值足够大，以满足滞后臂开关管零电压导通的需要。显然线性电感不能满足上述要求，故须采用变换器非线性电感。提出初级侧带非线性电感的双向DC-DC变换器，其拓扑结构如图3所示。

理想非线性电感LS如图4所示，当其上通过的电流小于临界饱和电流IC时，其电感量为恒定值LS0，储能正比于通过电流的平方;当其上通过的电流大于IC时，其电感量接近于零，储能维持恒定。

2.2 改进型移相控制策略

提出一种带非线性电感双向DC-DC变换器的新颖控制策略，其控制波形如图5所示。在这个控制策略中通过控制开关管的导通顺序，最终使i1、i2在一个周期里都为正值或者零，这就说明能量只在一个方向流动，即彻底消除了循环能量［12］。

此控制策略在一个周期内变换器有10种状态，有两次完全一样的能量传输过程，故下面以能量由U1向U2传递为例，分析前半个周期的开关过程。

(1)模式1:t1－t2阶段

工作状态如图6所示。在t1时刻之前，S1、S2、S6、S7开通，电流反方向减小。在t1时刻(电感电流变为零)同时关断S2、S6且同时打开S4、S8。这时U1传输能量给L与LS，电感电流iL在U1的作用下线性上升，在t2之前iL小于IC，电感LS处于未饱和状态。变压器次级电流通过 S7、S8。这时，i1=iL，UL1=U1，UL2=0。

(2)模式2:t2－t3阶段

工作状态仍如图6所示，但是在t2时刻iL=IC，其电感量变为零。此时初级电流iL在U1的作用下快速上升，这就使电流上升的时间大大缩短。

(3)模式3:t3－t4阶段

工作状态如图7所示。在t3时刻S5和S7同时关断。变压器初级电流流过S1、S4，次级电流流过S5、S8。此时UL1=U1，UL2=nU2=UL1(n为变压器匝数比)，则电流iL在UL1－UL2=0的作用下保持不变。

(4)模式4:t4－t5阶段

工作状态如图8所示。在t4时刻关闭S1，打开S3。此时变压器的初级电流流过S3、S4，次级电流流过S5、S8。这时由于电感电流iL＞IC，其电感量仍然为零。此时UL1=0，UL2=nU2=U1，所以电感电流iL在UL2的作用下以很大的斜率线性下降。

(5)模式5:t5－t6阶段

工作状态仍如图8所示。由于电感电流的下降，当iL=IC时，非线性电感开始退出饱和状态，其电感量变为LS。这时电路的总电感为L+LS，UL1=0，UL2=nU2=U1。由于总电感变大，所以iL在UL2的作用下以较小的斜率线性下降。

经过上述分析发现，电感电流的上升时间t升为(t3－t1)以及下降时间t降为(t6－t4)都大大减小，这就使变换器在一个周期里可以传输更多的能量，且电流i1、i2在一个周期里都为正值或者零，这从根本上消除了循环能量。所以综合上述两点，带非线性电感双向DC-DC变换器的新颖控制策略可以有效提高变换器的效率。

3 Matlab建模仿真和效率计算

3.1 非线性电感建模

由于在Matlab中没有现成的非线性电感模块，故须根据公式来搭建模块。电感元件的电压u和电流i的关系为

式中Ψ为电感元件上的自感磁链。由式(6)可以得到磁链Ψ的表达式为

因此电感电流i为

根据上述公式，可以认为该非线性电感可以用受控电流源表示，该电流源受控于电流源两端的电压，所以非线性电感在Matlab中的模型如图9所示。

3.2 双向DC-DC变换器的仿真模型

本文中所述的双向DC-DC变换器在Matlab中的仿真模型如图10所示，其参数如下:U1=312V，U2=24V，开关频率 fS=10kHz，变压器匝数比 n=13∶1。L=1×10－4H，LS=9×10－4H。

子系统L+LS:在iL＜IC时，L+LS=1 ×10－3H;iL≥IC时，L+LS=1×10－4H。

经过仿真得到的波形如图11～图14所示。从图11中可以看出，在电流上升至1A时，由于非线性电感开始饱和，总电感值大大减小，所以电流以很大的斜率上升。同理，在电流下降至1A时，非线性电感退出饱和，所以电流下降的斜率就变小。总之，这就使电流上升或者下降的时间大大减少。从图12中可以看出，其输入、输出电流不存在负值，所以这种控制方法可以从根本上消除循环能量。仿真波形与原理分析的图形一致，从而验证了此方法的可行性。综上所述，所提出的新方法可以大大提高变换器效率。

3.3 效率计算与对比

根据仿真选择的IGBT为PM100RLA120，且IGBT各项损耗计算公式如下。

开通损耗为

关断损耗为

导通损耗为

式中:ICM为集电极最大允许电流;ICN为集电极额定电流;UCC为电源电压;UCE为集电极－发射极饱和电压;tnN为开通上升时间;tfN为关断下降时间。

在一个完整的周期内，有两个完全一样的能量传输，所以只需计算半个周期里的效率就好，且开关损耗Pswitch=Pon+Poff。根据查表得PM100RLA120的参数，由式(9)和式(10)计算得Pswitch，由式(11)得Pcond。

带非线性电感且采用新颖控制策略的总功率为Pall=4.0217×10－2W;开关损耗和导通损耗分别为Pswitch=2.2185×10－3W和Pcond=2.278×10－4W。

所以本文中所提出的带非线性电感且采用新颖控制策略的DC-DC变换器效率为

而传统拓扑但是采用新颖控制策略的DC-DC变换器的总功率为Pall=3.7065×10－2W;开关损耗和导通损耗分别为Pswitch=2.2185×10－3W和Pcond=2.278×10－4W。效率为

最传统双向DC-DC变换器的总功率为Pall=2.8118×10－2W;开关损耗和导通损耗分别为Pswitch=2.2185×10－3W 和 Pcond=2.278×10－4W。效率为

从上面分析得η1＞η2＞η3。所以提出的方法可以提高双向DC-DC变换器的效率，使电动汽车具有更强的续航能力，从而实现节能环保的目的。

4 结论

提出一种适用于电动汽车复合能源系统的带非线性电感且采用新颖控制方法的高效率双向DC-DC变换器。它保留了传统双向DC-DC变换器自身的优点:IGBT容易实现软开关，控制波形和电路拓扑简单。由于在初级侧串联了非线性电感，减少了电流上升和复位时间，使一个开关周期传输的总能量上升，提高了效率。同时此控制方法完全消除了循环能量，也提高了变换器的效率。对新控制方法进行详细分析，并通过Matlab进行仿真验证和效率计算，较好地证明了理论结果。所以在电动汽车上采用此种高效率双向DC-DC变换器可以减少能源在传递过程中的损耗，增加电动汽车的行驶里程。

［1］ 郭熠．电动汽车双向DC/DC变换器的研究［D］．天津:天津大学，2004．

［2］ Cho J G，Sabate J，Hua G，et al．Zero Voltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter for High Power Applications［J］．IEEE Trans．on Power Electronics，1996，11(7):622 －628．

［3］ 王增福，李昶，魏永明．软开关电源原理与应用［M］．北京:电子工业出版社，2006．

［4］ 陈刚．软开关双向DC-DC变换器的研究［D］．杭州:浙江大学，2001．

［5］ Liu D，Hui L．A ZVS Bi-directional DC-DC Converter for Multiple Energy Storage Elements［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(5):1513 －1517．

［6］ Hosseini S H，Sabahi M，Goharrizi A Y．Multi-function Zero-voltage and Zero-current Switching Phase Shift Modulation Converter Using a Cycloconverter with Bi-directional Switches［J］．IET Power Electronics，2008，1(2):275 －286．

［7］ Peng F Z，Li H，Su G J，et al．A New ZVS Bidirectional DC-DC Converters for Fuel Cell and Battery Application［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19(1):54 －65．

［8］ Hua B，Chris M．Eliminate Reactive Power and Increase System Efficiency of Isolated Bidirectional Dual-active-bridge DC-DC Converters Using Novel Dual-phase-shift Control［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(6):2905 －2914．

［9］ Mi C，Bai H，Wang C，et al．Operation，Design and Control of Dual H-bridge-based Isolated Bidirectional DC-DC Converter［J］．IET Power Electronics，2008，1(4):507 －517．

［10］ 王聪．软开关功率变换器及其应用［M］．北京:科学出版社，2000．

［11］ 赵彪，于庆广，孙伟欣．双重移相控制的双向全桥DC-DC变换器及其功率回流特性分析［J］．中国电机工程学报，2012，32(12):43－50．

［12］ 刁卓，孙旭东．全桥双向DC/DC变换器移相控制策略的改进［J］．电力电子技术，2011，45(9):72 －73．