李晶 宁提纲裴丽 简伟 油海东 陈宏尧 张婵 李超

(北京交通大学光波技术研究所,北京 100044)

1 引言

微波/毫米波频段光载无线(radio over f i ber,RoF)系统被认为是超宽带无线接入的最有前途的解决方案,也是微波光子学的一个重要应用领域,并成为最近的一个研究热点.研究微波/毫米波频段的光载无线技术[1-7],首先要解决光纤色散对射频功率周期性衰落的问题,这早在20世纪80年代开始就有相关的研究[8,9].引起这一问题的原因在于:由中心站调制射频信号在光纤中传输后,受光纤色散的影响,传统的光双边带(ODSB)调制信号对应的边带相对于光载波获得了一个与色散量有关的相移Δθ,接收端光电探测时,ODSB信号的上下两个边带分别与光载波拍频,获得两项同频不同相的射频信号的迭加,当相位差达到180◦时,射频项互相抵消,于是每当光纤传输一定距离后,射频功率衰落至零.而且,随着调制频率的提高,衰落问题越严重.为解决这个问题,可以采用电域预补偿[10]、色散补偿光纤[11]、载波相移双边带调制[12]、混合偏振调制[13]和光单边带(OSSB)调制[14]等技术.其中,OSSB调制被认为是解决射频功率周期性衰落的最有效途径.

最新的研究显示,OSSB调制信号的光载波边带比(OCSR)是影响RoF模拟光链路接收灵敏度的重要指标,例如,单个副载波调制时,最佳的OCSR在0 dB附近[15-19].对于传统的副载波调制中,为避免高次谐波干扰和高阶互调干扰,多采用小信号调制的方法,而这种方法最大的缺点是初始OCSR过大,以至于不携带数据的光载波占据了光功率的绝大部分,造成资源浪费.近年来,国际上相继报道了多种调节OCSR的方法[15-19],其中,2011年,康考迪亚大学的Hraimel等[19]报道了一种基于双平行马赫曾德调制器的可调OCSR光单边带调制方法,通过同时改变调制器的两个电压偏置点可以对OCSR进行动态调节.

本文通过理论分析配合实验验证的方法,提出了一种基于双平行马赫曾德调制器(DP-MZM)的动态可调OCSR光单边带调制方案.通过合理地设置调制器的工作点和偏置电压,仅改变其中一个调制器的偏置点,可实现OCSR的动态调谐.本方案与文献[19]不同之处在于:文献[19]中需要改变两个电压偏置点,并且二者须完全同步,未同步的偏置电压情况会限制OCSR的调谐能力,而本方案则将两个偏置点的变化降低到一个偏置点的变化,简化了整个调节过程,避免了同步调谐的问题.通过研究发现:在小信号调制情况下,OCSR的调谐相对简单,实现相对容易.通过实验,验证了本方案的核心原理,并得到OCSR在小信号调制(m=0.2)下的OCSR可调范围-20.8—23.5 dB.

2 可调OCSR的光单边带调制原理

方案采用如图1所示的结构原理图,核心器件是一个四射频端口的DP-MZM,DP-MZM由上下两臂的子调制器MZM-a,MZM-b和主调制器MZM-c所组成.由于该调制器具有四个射频端口,可将MZM-a设置为传统的光单边带调制方式,即本振信号首先经过一个90◦的电桥,然后分别驱动MZM-a的上下两个射频端口,将偏置电压设置为Vπ/2.对于MZM-b则无射频驱动,而只进行电压偏置,偏置电压设置为Vπ/2.两个子调制器MZM-a,MZM-b输出的光信号可分别表示为E1(t)和E2(t).MZM-c可以视为移相器,改变偏置电压Vbias,对E2(t)进行相位移动,最终与E1(t)合并为一路,实现光信号干涉,DP-MZM输出光信号表达式为

其中an代表光载波(n=0)及各阶边带(n/=0)的幅度加权值,展开式为

为与消光比εr相关的加权系数,上式中a1≈0,输出为单边带调制信号,小信号调制的情况下,可计算OCSR=|a0|2/|a-1|2:

(3)式是一个与调制系数m,消光比εr和偏置电压Vbias有关的函数.可以发现,改变三个参数的取值,都可对OCSR进行调节.

图1 可调OCSR的光单边带调制结构原理

3 调制系数、消光比以及副载波数的影响

本方案将采用动态调节偏置电压Vbias的方法实现OCSR调谐.下面,我们将对调制系数及消光比的影响进行分析.以εr=25 dB为例,图2所示为OCSR随Vbias变化的曲线,图中不同的调制系数m对应不同的曲线,调制系数越小,OCSR可调谐的范围越大.考虑到小信号调制能够有效避免高阶谐波干扰和高阶互调干扰,令调制系数m=0.2,参考图2,偏置电压Vbias从0增大到Vπ,OCSR由大约23 dB下降至-23 dB,随着Vbias继续增大到2Vπ,OCSR重新回到23 dB.对于单个副载波调制而言,最佳的OCSR值是0 dB[15,19,20],而随着副载波数目的增多,最佳OCSR满足OCSR=10·log10N(in dB)的关系[17],因此,从图中可以确定不同OCSR所对应的偏置电压.以单个副载波调制(N=1)为例,为达到0 dB的最佳OCSR,Vbias需调节到0.9552Vπ.而对于N=2,4,8多个副载波调制,最佳OCSR分别为3,6和9 dB.它们所对应的Vbias为0.9366 Vπ,0.9102 Vπ和 0.8726 Vπ.

图2 不同调制系数m条件下,光载波边带比OCSR随偏置电压Vbias变化的曲线(消光比εr=25 dB)

图3分别对N=1,2,4,8四种情况下OCSR围绕各自最佳值(OCSR=0,3,6,9 dB)随εr的变化曲线.考虑到实际条件下商用调制器消光比εr各有不同,图中将εr由10 dB上升至35 dB,分析了不同调制器消光比对OCSR的影响,可以发现OCSR均有缓慢变化,但是整体变化范围都小于0.5 dB,可以认为调制器消光比εr的影响可忽略.

4 实验结构与结果讨论

实验结构如图4所示,可调谐激光器(Anritsu MG9541A)输出的光信号中心波长1550 nm,功率10 dBm.电信号发生器(HMC-T2240)产生频率20 GHz的射频信号用以驱动调制器,本振频率的稳定性由电信号发生器决定,但不影响方案成立的条件以及OCSR的可调谐能力.实验采用低半波电压的DQPSK调制器(或称为DP-MZM),其对应三个子调制器半波电压分别为1.1,1.1和4.5 V.调制器消光比εr=34 dB.设置调制系数m=0.2,将MZM-a和MZM-b同时偏置与正交传输点,此时MZM-a输出信号为单边带调制信号,MZM-b输出信号仅为功率可控的光载波,随后利用MZM-c的电压偏置改变MZM-b输出光载波的相位,干涉后,光载波幅度将会随相位发生变化,进而影响OCSR随之改变.

图3 N=1,2,4,8时光载波边带比OCSR围绕各自最佳值随消光比εr的变化

图5所示为光谱仪(Agilent 86142B)测得不同Vbias对应的OCSR变化曲线及对应光谱,由于所使用的光谱仪精细度仅为0.06 nm,因此光谱质量较差,但是可以从图中分辨光载波和光边带,二者之间波长间隔约为0.16 nm,对应20 GHz,实线为理论计算结果(参考图2),点线为实验测试结果.实验条件下,调制器存在一定的初始偏置,当MZM-c加载偏置电压Vbias=2.73 V时,MZM-c正好处于最大传输点.注意到,测试结果与理论值之间存在一定的误差,原因可能是实验条件下20 GHz射频调制使DP-MZM的实际半波电压值偏离了理论计算值(4.5 V),同时MZM-a和MZM-b的偏置点没有稳定在正交偏置点,也会导致理论曲线与实验结果的偏差.除此之外,实验条件下,受稳压源调谐精度的影响,偏置电压取小数点后两位,是有别于理论计算结果的(如0.9552Vπ对应0 dB OCSR).但是,实验条件下,实际有效位的选择并不影响方案对OCSR的连续可调谐.

图4 实验结构图

图5 光载波边带比OCSR随偏置电压Vbias变化的曲线及对应光谱(实线为理论值,点线为实验结果)

为进一步解释动态OCSR对模拟光链路接受灵敏度的改善作用,如图6所示,由DP-MZM输出的单边带调制信号,先后经功率可调光放大器(PCOA)放大、可调光滤波器(TOF)滤波(自发辐射ASE噪声)后,在具有平方根检测特性的光电探测器(PD)处拍频恢复射频调制信号,利用TOF和PD之间的光功率(OPM)测试PD处输入光功率,调节PCOA的增益可保持PD处输入光功率为恒定值(例如Pin=0 dB),利用(4)式可得射频功率PRF与OCSR对应关系:

图6 归一化PRF随OCSR的变化(实线为理论值,点线为实验结果)

其中ℜ为PD的响应系数,Pin=P0+PΩ为光载波(P0)及边带(PΩ)总功率,由于Pin保持恒定,因此,当OCSR=0 dB时PRF达到最大值/2,图6所示为归一化射频功率随OCSR变化曲线,其中实线对应理论值,点线为测试结果,两者结果符合.由通信原理的基本知识,误码率与信号功率呈反比,在相同的噪声环境下,更高的信号功率就意味着更低的误码率[15,19],进而可提高RoF模拟光链路的接收灵敏度[15,19].

5 结论

本文介绍了一种利用DP-MZM的动态可调OCSR的光单边带调制方案.方案利用DP-MZM内部集成的三个独立的调制单元,分别实现OSSB调制、光载波移相和光信号干涉,最终仅需要改变调制器的一个偏置点,就实现了OCSR的动态调谐,OCSR的调谐更加简单,实现起来更加容易.通过实验,得到OCSR在小信号调制(m=0.2)时的可调范围-20.8—23.5 dB.本方案结构简单、性能稳定,且实现容易,可广泛应用于微波/毫米波频段RoF系统中,用以改善模拟光链路的接收灵敏度.

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