曾清祺

（福建星网锐捷通讯股份有限公司，福建 福州 350002）

0 引言

数字化、网络化的普及使得数字家庭网络进入了千家万户。数字家庭网络延续了公共网络的功能和应用，以有线或无线的方式连接各种终端，对家庭中的家用电器、能信设备、安全保障等设备进行控制和管理。数字家庭业务主要可分为宽带通信与网络服务、家庭内部高速数据信息共享和影音娱乐以及家庭智能化和自动化控制服务这 3大类[1]。由于数字家庭网络的范围不大，所以利用无线网络技术组建数字家庭网络是发展的趋势[2]。目前802.11b/g/n无线传输协议在家庭网关中得到了广泛应用，常常利用2.4 GHz ISM频段进行数据传输。

1 数字家庭网关硬件系统架构

家庭网关作为数字家庭网络中的核心设备，主要实现路由、桥接、地址分配与管理、协议转换、VPN以及防火墙等功能[3]。目前，家庭网关已成为家庭内部网络和外部网络的链接桥梁和门户；还可以从智能家庭外部搜索适合用户设备的服务，以满足和扩大用户的需求和资源共享度[4]。数字家庭网关的硬件系统架构一般采取模块化方式进行设计，随着集成电路工艺的发展，将不同模拟电路模块整合在单一芯片中形成完整的系统，也即片上系统（SoC），已经成为发展趋势。一个典型的数字家庭网关硬件架构如图 1所示[5]。这里重点对硬件架构中射频传输滤波器设计展开阐述。

图1 数字家庭网关典型硬件架构

2 射频滤波电路设计与仿真

2.1 采用集总参数实现滤波电路设计

随着WLAN的技术得到真正的推广应用，无线网络已经可以与有线形成无缝的网络[6]，在 WLAN技术中需要采用到射频滤波电路。以下以数字家庭网关常用的2.4 GHz滤波器为例进行BPF设计说明。以常用的三元素“T”形网络设计及其展开为实例来说明这一设计方法，包含理论计算和EDA设计和仿真两部分。

2.1.1 元件初始参数理论计算

笔者选用Chebyshev滤波器来进行滤波网络初始参数的设计，Chebyshev滤波器具有和理想滤波器的频率响应曲线之间的误差小的特点，是比较成熟的模型，在工程设计中可以利用已有参数表来进行计算，文中选用0.5 dB 等纹波Chebyshev滤波电路，其带内平坦度要优于3 dB等纹波滤波电路，而其通带向阻带过渡的陡峭特性会受到一些影响，后续可以借助仿真软件进行优化。

首先设计一个LPF电路原型，如图2所示，根据0.5 dB等纹波Chebyshev归一化LPF参数，将3阶时的参数代入上述原型电路，得GHz频段的工作频率范围在2.412～2.484 GHz之间，因此，可设计一个BPF，以2.4 GHz为中心频率，带宽为20%，即可满足此要求。LPF电路表示为串联电感和并联电容的形式（见图2），而HPF电路则表示为串联电容和并联电感的形式，因此，二者组合而成的BPF，为串联支路上电感串电容，同时并联支路上电感并电容的形式，变换后的模型如图3所示。

图2 三元素T形LPF原型

图3 集总参数BPF仿真电路

其中，串联支路上的电感和电容参数计算如下[8]：

并联支路上的电感和电容参数计算如下：

考虑到此滤波器的输入/输出阻抗为50 Ω，需对参数作变换。在滤波器电路中，阻抗变换是一个线性比例的变换，也即，在上述归一化参数的基础上，对电感乘以 50，对电容除以 50。变换后的参数

2.1.2 仿真及参数优化

以下采用Agilent公司的EDA软件ADS进行这部分电路的仿真和调整。将上述2.1.1节理论计算出的参数代入电路，得到仿真电路图，如图3所示。对其进行仿真，结果如图4(a)所示，发现S11参数的谷底落在频率2.200 GHz处，为-50.107 dB，而2.4 GHz频率处，S11仅为-14.068 dB，与设计预期有偏差。

对于这个设计结果，有两个问题要解决。第一个问题是中心频点的问题，第二个问题是如何实现的问题：根据本设计理论计算的结果中，需要用到0.17 pF的电容和0.6 nH的电感，如此小量级的电容和电感在实际中很难生产和采购。所以必须对理论计算结果进行调整。可以按比例调整L和C的值来趋近预期目标。串联谐振及并联谐振的谐振频率中心点为，可以对L，C分别作一些调整，使其中心频点向预期的2.4 GHz靠拢。为使取值符合实际方便于实际采购通用量值，可以借助一些知名厂商的数据库，例如Murata Library等开放性资源来选择电容和电感，以保证所选用的器件是实际可以采购到的。按照这种思路，笔者将参数进行了调整，调整后串联支路上的电容为 1.6 pF，而电感相应减小为 2.7 nH，同样并联支路上的电感增大为1.8 nH，相应地电容调整为2.4 pF。

图 4(b)为按比例更改参数后的仿真结果，与图4(a)相比，S21参数的BW被大大展宽了，因此要针对这个问题再进行参数调整。

图4 集总参数BPF仿真结果

参数的调整并非盲目，可依据理论公式来找到参数调整的趋向性。从上述2.1.1节理论计算中可发现，若要使通带频宽缩窄，对于串联支路，应使电感值调大、电容值调小；反之，并联支路的电感值要调小，电容值要调大。调整后串联支路上的电容为1 pF，电感相应减小为4.3 nH，同样并联支路上的电感增大为1 nH，相应地电容调整为4.3 pF。调整后重新仿真发现，S11参数谷底频率在2.4 GHz，在2.412～2.484 GHz范围内其回波损耗大于30 dB，可以满足设计要求，同时其S21参数的带通也明显缩窄。最后，在设计参数基本定型后，还可借助EDA工具，如ADS的Tuning工具进行微调，这个工具的优点是可以在调整参数值的同时实时看到曲线变化的趋势，使参数调整更有针对性。

2.2 采用分布参数设计来实现滤波电路

上述步骤采用的是利用小量值电容、电感分立元件实现滤波电路的方法。随着滤波工作频率的升高，再采用这种方法，必然导致所需的电容和电感量值越来越小，当电容容量为fF级，电感感量小于1 nH时，由于寄生参数影响，集总电路难以实现，同时要求射频器件具有尺寸小、重量轻、低插入损、高频率选择性等特性[9]。这种情况下，可以充分利用射频信号的特性，根据特殊的传输线构造所需的滤波电路。这里将还以2.4 GHz传输线为例，将上述设计的集总参数BPF转换成利用采用微带线来实现，同样包含了理论计算和EDA辅助设计和仿真两部分进行阐述。变换的理论依据如下。

集总参数原理设计图为什么能够变换成微带线设计图呢？根据传输线理论，每条单独的微带线都可等价为小段电感串联和小段电容并联。均匀无耗传输线的输入阻抗为[10]：

而当传输线的终端开路时，相当于LZ为∞，则此时输入阻抗为:

在实际设计中，串联传输线的结构不易在微带线电路上实现，而并联电容则可以很方便地使用终端开路的微带传输线实现，Kuroda规则可将电路中串联终端短路传输线转变为易于实现的开路传输线。

2.3 借助ADS进行设计

采用EDA工具来进行辅助设计，可以简化设计过程、大大提高设计效率。下面对采用ADS进行分布参数构造的微带线平行耦合滤波器的设计方法进行阐述。

2.3.1 理论计算微带线单元初始参数

微带线单元具有滤波特性，但单靠一个微带线单元，其滤波通道的陡峭性差，需要将多个单元级联，以达到良好的滤波特性。仍以常用的 2.4 GHz为中心频点来设计该传输线的微带滤波器，使其带通范围在2.3～2.5 GHz之间。

首先确定归一化带宽

接着需确定耦合微带线各节偶模特性阻抗0Z e和奇模阻抗0Z o，这两个参数在后续采用 Linecalc计算时将会用到[8]。

此处采用5阶0.5 dB Chebyshev滤波器的低通原型来计算，各参数的值为[7]：

滤波器需要6节耦合微带线来级连，经计算得到各节的奇偶模特性阻抗如下：

2.3.2 利用ADS计算初始参数及仿真

接下来要计算微带线的W，S，L初始值，这3个参数分别表示耦合微带线的宽度、间隙和长度。可以使用ADS的计算工具Linecalc进行计算。这里对几个重要参数进行说明：T为微带线厚度；H指的是第一层与第二层之间的介质厚度(即微带线介质基片厚度)；Cond指的是微带金属片的电导率，铜的电导率一般取值为5.8e7；Mur为微带线介质基片的磁导率，一般取值为1；εr为微带线介质基片的相对介电常数，这个与实际使用的PCB的材质及制板厂家有关，以下计算取常用PCB的值为3.8[11]。

各级耦合微带线的参数计算选择MCLIN模型，将前面计算过的奇模、偶模特性阻抗及基材相关参数作为输入条件，从而计算出各节耦合微带线的W，S，L初始值。与此相类似，需计算滤波电路的左、右两端微带线尺寸的 W，L值，但应采用普通微带线模型MLIN[12]。

至此，以 2.3.1计算的奇模/偶模电阻为基础，通过 Linecalc计算得到的各节微带线尺寸如表 1所示。

表1 平行耦合微带线及两端结点初始尺寸计算结果 mm

接下来，需将W，S，L初始值输入原理图各节点中，如图5所示。

图5 微带线BPF设计原理

2.3.3 原理图优化

对图5的原理图进行仿真，仿真结果如图6(a)，可见，采用理论计算初始参数的仿真结果并不理想，这时可用OPTIM工具进行优化。此时，应将W，S，L设为变量，即，将图5中具体的W，S，L数据用变量 W1，S1，L1等表示，优化后，尺寸将被自动调整，可以用“Update Optimization Values”功能可将优化后的值保存到原理图中。

优化目标设置：对于本次设计微带滤波，希望在以2.4 GHz为中心频率的通带内拥有尽可能小的S11和尽可能大的S21，因此，将带内S21设置为大于-1.5 dB，S11设置为小于-20 dB，而希望带外的衰减大一些，则将其优化目标设置为衰减大于20 dB。则在优化时，将以这几个目标为依据进行参数的计算。设置好优化目标后再重新进行仿真，仿真结果如图 6(b)所示，可见比优化前得到了很大改善，达到了预期的效果。

2.3.4 版图生成及仿真

采用Momentum对电路版图进行仿真，版图仿真比单纯的原理图仿真更接近实际情况。所以利用微带线构造滤波电路，必须进行版图仿真后才可制板。生成的版图如图7所示。

图6 微带线BPF仿真结果

图7 微带版图生成

经过优化调整，版图仿真结果达到的效果如图8所示，其2.4GHz频率处的s21参数值为-1.090，S11参数值为-21.067，滤波效果及陡峭性均比较理想。需注意的是，如果版图仿真得到的曲线不满足指标要求，那么要重新回到原理图窗口进行优化仿真，可以通过改变优化变量初值、调整优化目标参数等方法进行重新优化，同时结合 ADS的 Tuning工具来进行参数调整，然后重新进行版图仿真，重复以上步骤，直到版图仿真结果达到设计要求。

图8 微带版图仿真结果

3 结语

文中对数字家庭网关的硬件设计结构进行了介绍，重点对其中的射频传输线设计进行了研究，分别从集总参数实现及分布参数实现两种方案阐述了从理论计算、借助ADS设计、仿真和优化的完整流程，并以2.4 GHz为中心频点的带通滤波器为例进行设计，对其中遇到的仿真结果偏离、实际器件参数选择等问题提出了解决方案。文中对家庭网关的的硬件设计中射频传输线滤波电路的设计具有实际的应用价值。

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