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（中国矿业大学 信息与电气工程学院，江苏 徐州 221008）

1 引言

三电平变换器从产生至今已经有近30年的发展历史，其间产生了大量的拓扑结构。三电平拓扑可以实现多电平输出，使变换器能够应用于更高电压等级的场合，提高输出电压的谐波性能。1977年德国学者Holtz提出三电平逆变器主电路及其方案。1980年日本长冈科技大学的Nable A.等人在此基础上继续发展［1］，将辅助钳位的开关管用一对二极管替代，分别与上、下桥臂串联的主开关管中点相连，以辅助中点钳位，单相的二极管中点钳位式（NPC）转换器拓扑结构如图1所示。

变换器随着其容量的不断提升，功率器件的损耗也急剧增加，散热问题已成为大功率三电平变频器研发过程中的关键问题之一。功率器件的温度都受其导通损耗（conduction losses）和开关损耗（switching losses）的共同影响。目前，国内学者对于三电平变频器的损耗计算和分析已有较多的研究［2－4］。

图1 三电平二极管中点钳位式单相拓扑Fig.1 Single－phase three－level diode NPC

常用的二极管中点钳位式三电平（3L－NPC）变换器的缺点之一就是同一桥臂内外管的损耗分布不平均［2］。一些衍生的新的拓扑结构，比如三电平有源 NPC（three－level active NPC）、三电平层叠式 NPC（three－level stacked NPC）［5－6］。采用ANPC或者SNPC的结构可以比传统的NPC提高20%的系统容量或者85%的开关频率，这对于实际应用很有价值［7］。衍生的拓扑可以提供比常用的二极管钳位式拓扑更多的零电平的电流回路，通过对零电平的分配，也能够有效地平衡各管之间的损耗。

在3L－ANPC和3L－SNPC 的基础上，文献［8］提出了一种新的衍生拓扑结构，两个IGBT替代二极管进行钳位，并有2个附加的可控开关与钳位二极管反向平行连接。这种拓扑叫做三电平有源层叠中点钳位式（3L－ASNPC）拓扑。3L－ASNPC拓扑的主要优势是可以减少所有开关器件的平均开关频率，平衡器件的开关损耗。而且可以使输出电压的等效开关频率变为调制频率的2倍。

本文首先介绍了常见的NPC拓扑，然后对3L－ASNPC拓扑的工作原理进行分析，利用交替反向层叠式（APOD）PWM进行调制，通过 Matlab仿真验证其工作原理的分析和所提PWM算法的有效性。

2 常见3L－NPC的拓扑分析

2.1 三电平二极管中点钳位式拓扑

二极管中点钳位式三电平变换器在大功率交流传动中应用十分广泛。在图1所示主回路中，直流电源被2个串联的独立电容分成3种电平：高电平状态P（＋VDC／2），零电平状态0和低电平状态N（－VDC／2）。开关器件（本文中的开关器件均为IGBT）S1，S2导通，S2，S3断开时，输出端为高电平；S3，S4导通，S1，S2断开时，输出端为低电平；S1，S4断开，S2，S3导通时，输出端为零电平。在零电平状态时，电流有2条通路：id为正向时，电流由钳位二极管D1，S2流向负载；id为反向时，电流由负载侧经S3，D2流向O点。

采用SPWM对二极管中点钳位式NPC进行调制，载波频率为fsw。当正弦参考电压为正时，S2开通，S4关断，S1，S3交替导通，开关频率分别为fsw。正弦参考电压为负时，S3开通，S1关断，S2，S4交替导通，开关频率分别为fsw。所以在一个完整的调制周期内，平均开关频率fav＝fsw／2，输出电压的等效开关频率fap＝fsw。在参考电压为正时，S2一直导通，而S1频繁的开断，且S1关断的电流比较大。由对称性可知，S1，S4的开关损耗比S2，S3会更多一些。

2.2 3L－ANPC和3L－SNPC拓扑

三电平有源中点钳位式（3L－ANPC）和三电平层叠中点钳位式拓扑（3L－SNPC）都是二极管中点钳位拓扑的衍生拓扑。其单相电路图分别如图2、图3所示。

图2 三电平有源中点钳位式（3L－ANPC）单相拓扑Fig.2 Single－phase topology of three－level active NPC

图3 三电平层叠中点钳位式（3L－SNPC）单相拓扑Fig.3 Single－phase topology of three－level stacked NPC

3L－ANPC与二极管钳位式拓扑结构相比，就是利用2个IGBT替代原来的钳位二极管。因此，在零电平状态时，有源钳位就会比二极管钳位式多出2条零电平状态时的电流通路。采用不同的PWM策略进行调制时，每种状态所对应的开关器件的开关顺序也会不同。这里采用交替反向层叠式（APOD）PWM 进行脉宽调制时，3L－ANPC可以实现的状态分别为：P，，，N，，。图4即为调制时各个开关管的开关次序图。

图4 3L－ANPC拓扑的APOD－PWM调制策略Fig.4 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ANPC topology

当参考电压ur为正时，S1和S1c交替导通，S2c和S1的控制信号相同，S2和S3交替导通，S4一直关断，此时可以实现3种状态：P，，。S1，S2都导通时，实现状态P，这时虽然S2c也导通，但它不会影响负载电流的通路，这时负载电流从2个IGBT中流过，或者从IGBT反向并联的反向二极管中流；S1c和S2都导通时，可以实现状态，此时负载电流从1个开关管和1个反向二极管中流过；S3和S2c都导通时，可以实现状态，负载电流从一个开关管和一个反向二极管中流过。

当参考电压ur为负时，S4和S2c交替导通，S1c和S4的控制信号相同，S2和S3交替导通，S1一直关断，此时可以实现3种状态：N，，。S3，S4都导通时，实现状态N，这时虽然S1c也导通，但它不会影响负载电流的通路，此时负载电流从2个IGBT或者从2个反向二极管中流过；S2c和S3都导通时，可以实现状态，此时负载电流从1个开关管和1个反向二极管中流过；S2和S1c都导通时，可以实现状态，负载电流从一个开关管和一个反向二极管中流过，虽然此时S4也导通，但它不会影响负载电流的通路。

S2在整个周期内都工作，所以其平均开关频率fav＝fsw。由拓扑结构的对称性可知，开关管S3的平均开关频率fav＝fsw。而其他几个开关管的平均开关频率均为fap＝fsw／2。

3L－SNPC拓扑与3L－ANPC相似，也可以采用图4所示APOD－PWM策略进行调制。而且其拓扑中各个开关管的开关性能都相似。输出电压的平均等效开关频率fap＝2fsw。因为在整个周期内S2，S3都会工作在开关状态，因此其平均开关频率fav＝fsw，而其他开关管（包括2个钳位二极管D1，D2在内）的平均工作频率fav＝fsw／2。

由以上分析可以看出，因为3L－NPC拓扑的结构问题造成其在工作时开关管的损耗分布不均衡。虽然3L－ANPC和3L－SNPC拓扑提供了更多的零状态，使得输出电压的开关频率倍增，但仍有开关管S2，S3在一个周期内以频率fsw工作，因此也限制了整个转换器的开关频率和容量。

所以在3L－ANPC和3L－SNPC的基础上，产生了一种新的拓扑结构，可以平衡所有开关器件平均的工作频率。

3 3L－ASNPC拓扑的原理和特点

3L－ASNPC单相拓扑结构如图5所示。与3L－SNPC相比，使用2个可以控制的IGBT取代原来的钳位二极管，因此与3L－SNPC相比，它多提供了2条零状态时的电流通路，所有这种拓扑结构就会有更多的PWM调制策略，选择合适的调制方法就可以平衡所有功率器件的损耗。在本文中所给出的APOD－PWM策略可以使得所有的开关器件的平均频率fav＝fsw／2，而且输出电压的等效开关频率fap＝2fsw。与3L－ANPC在图4中的控制方法相似，我们给出了3L－ASNPC的APOD－PWM策略，及其对应的开关次序图见图6。把参考电压与载波Sd1和Sd2相比较可以得到6种开关状态：P

图5 3L－ASNPC单相拓扑图Fig.5 Single－phase topology of threelevel active stacked NPC

图6 3L－ASNPC拓扑的APOD－PWM调制策略Fig.6 APOD－PWM modulation strategy for 3L－ASNPC topology

每种状态对应的开关次序如表1所示。

表1 3L－ASNPC变换器开关次序Tab.1 Switching sequence of 3L－ASNPC

当参考正弦电压为正时，S1和S1c、S2和S3c的控制信号互补，S4c的控制信号与S1相同，其他的开关器件均关断。在状态P时，虽然S4c也开通，但它并不影响负载电流的通路，只对状态有作用。当参考正弦电压为负时，S3和S4、S2c和S4c的控制信号互补，S3c的控制信号与S4相同，其他的开关器件均关断。在状态N时，虽然S3c也开通，但它并不影响负载电流的通路，只对状态有作用。

3.1 3L－ASNPC拓扑的开关状态

由表1可知，当开关管S1，S2开通时，实现状态P，虽然S4c也开通，但没有电流流过，因此没有相应的导通损耗。当开关管S3，S4导通时，实现状态N，S3c也开通，但没有导通损耗。对于零电平，总共有4种状态。通过选择不同的电流通路：S1c和S2，S3c和S4c，S2c和S3，就可以分配零电平状态时的导通损耗。因为在零电平状态时，无论选择哪一条电流通路，无论负载电流为正或者为负，总会有一个开关管和一个反向并联二极管导通。

图7 3L－ASNPC拓扑各零状态的电流通路Fig.7 Current paths corresponding to zero states for 3L－ASNPC

3.2 状态切换过程

P→：负载电流通路由（S1，S2）换为（S1c，S2）。首先，要关断开关管S1，经过一个死区时间后，开通S1c。→P：负载电流通路由（S1c，S2）换为（S1，S2）。首先，要关断开关管S1c，经过一个死区时间后，开通S1。在死区时间内的电流通路（S1，S1c均关断）如图8a所示。

P→：负载电流通路由（S1，S2）换为（S3c，S4c）。首先，要关断开关管S2，经过一个死区时间后，开通S3c。→P：负载电流通路由（S3c，S4c）换为（S1，S2）。首先，要关断开关管S3c，经过一个死区时间后，开通S2。在死区时间内的电流通路（S2，S3c均关断）如图8b所示。

N→：负载电流通路由（S3，S4）换为（S3，S2c）。首先，要关断开关管S4，经过一个死区时间后，开通S2c。→N：负载电流通路由（S2c，S3）换为（S3，S4）。首先，要关断开关管S2c，经过一个死区时间后，开通S4。在死区时间内的电流通路（S2c，S4均关断）如图8c所示。

N→：负载电流通路由（S3，S4）换为（S3c，S4c）。首先，要关断开关管S3，经过一个死区时间后，开通S4c。→N：负载电流通路由（S3c，S4c）换为（S3，S4）。首先，要关断开关管S4c，经过一个死区时间后，开通S3。在死区时间内的电流通路（S3，S4c均关断）如图8d所示。

由上述分析可知，在3L－ASNPC拓扑中的每一个开关管只在半个周期内以开关频率fsw工作，所以在整个周期内的平均开关频率fav＝fsw／2。与此同时，输出电压的等效开关频率fap＝2fsw。这一特点可以平衡开关器件的开关损耗。

4 仿真验证

在 Matlab／Simulink中搭建3L－ASNPC 单相拓扑的模型，并根据图8和表1中所给的开关次序进行 APOD－PWM 控制。仿真参数为：VDC＝2 000V，电阻R＝5Ω，电感L＝0.01H，载波频率fsw＝1 000Hz，参考电压频率fr＝50Hz，调制比M＝1。

图9为单相3L－ASNPC拓扑的输出电压与电流波形。波形可以验证所提出的AVOD－PWM控制策略的有效性。输出电压等效开关频率fap＝2fsw＝2 000Hz。

图9 单相3L－ASNPC拓扑的输出电压与电流波形Fig.9 Output voltage and current simulated waveforms of single－phase 3L－ASNPC

图10为3L－ASNPC拓扑中开关管S2的电压电流波形，图11为3L－ANPC拓扑中开关管S2的电压电流波形。可以看出3L－ASNPC拓扑中开关管S2只在参考电压为正的半个周期内以开关频率fsw工作，当参考电压为负时，没有电流流过S2，因此在整个调制周期内S2的平均开关频率为fsw／2，由拓扑的对称性可知S3也会有相同的工作特点。而3L－ANPC拓扑中开关管S2在整个调制周期内都以调制频率fsw工作，所以在整个周期内的平均开关频率也为fsw。

图10 3L－ASNPC拓扑中开关管S2的电压电流波形Fig.10 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ASNPC

图11 3L－ANPC拓扑中开关管S2的电压电流波形Fig.11 Voltage and current simulated waveforms for S2of 3L－ANPC

5 结论

本文通过对3L－NPC、3L－ANPC、3L－ASNPC拓扑进行原理分析和仿真验证，得出以下结论。

1）3L－NPC拓扑结构清晰，控制简单，但其每一个桥臂上的开关器件的损耗分布不平均，而且输出电压等效的开关频率与调制频率相同。

2）3L－ANPC比3L－NPC多了两条零电平电流通路，因此可以更好地平衡各个开关器件的功率损耗，而且可以使输出电压的等效开关频率增倍。但是同一桥臂上的各个开关器件的平均开关频率不相等，限制整个设备的最大开关频率或者输出功率等级。

3）3L－ASNPC拓扑比3L－NPC又多了两条零电平电流通路，因此可以使所有开关器件的平均开关频率减小为调制频率的一半，使输出电压的等效开关频率为调制频率的2倍。因此，3L－ASNPC拓扑会更加适合大功率、高开关频率的场合。虽然，为此付出的代价是使用了更多的开关器件，但是可以想象在不远的将来，随着控制策略的改进，3L－ASNPC拓扑一定会有更加广泛的应用。

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