陈元娣 林 洁 刘涤尘 朱忠尼

（1.武汉大学电气工程学院 武汉 430072 2.空军雷达学院 武汉 430019）

1 引言

采用多电平逆变器是实现高压大容量电能变换的有效途径，多电平逆变器拓扑及控制策略已成为研究的热点。与传统的二电平逆变器相比，多电平逆变器具有使用低压器件实现高电压等级输出，输出电压的 dv/dt小、波形质量好等优点[1-2]。目前研究较多的主电路拓扑主要有二极管钳位式多电平逆变器、飞跨电容式多电平逆变器和级联型多电平逆变器[3-7]。其中，级联型多电平逆变器不仅具有其他多电平逆变器的共有优点，而且实现输出相同电平数所需器件最少，不存在直流侧电容不均压等问题，可靠性高，是高电压输出逆变器的首选拓扑结构[8-9]。但级联逆变器的每一个 2H单元都需要一个独立的直流电源，输出电平数越多，需要的独立直流电源数也越多，这将导致电路结构复杂，故障检测和判断困难。在有些场合下，比如光伏并网发电，不允许电网向直流电源，即太阳能极板回馈电能，如果使用级联逆变器，需要采取一定的控制措施。

文献[10-11]中提出了一种应用于电机驱动的由两个2H桥构成的级联逆变器，只需一个直流电源，另一个电源为电容，通过检测电容电压及逆变器输出电流的方向来控制电容充放电，使电容电压为直流电源电压的一半。同时采用消谐波法来计算级联逆变器输出阶梯波的触发角，这种计算的基础是电容电压严格保持为电源电压的一半，实际电容电压是波动的，因此，输出电压仍然有一定含量的低次谐波。本文提出了一种控制相对简单、不同开关模式的单一直流电源供电的七电平阶梯波输出的级联逆变器，阶梯波触发角的计算无需电容电压严格保持为电源电压的一半。文中阐述了七电平级联逆变器的基本工作原理，通过理论分析和仿真结果，提出了这种级联逆变器的控制方法，最后通过实验结果验证了分析的正确性。结果表明，这种级联逆变器不但控制简单，能输出很好的电压波形，还可以减少直流电源数，提高直流电源的利用率。

2 新型级联多电平逆变器结构

2.1 新型2H桥级联逆变器的电路拓扑

图1是单相2H桥逆变电路，假设逆变器采用单极性SPWM控制，感性负载电流i和电压LV的方向如图1所示。

图1 单相2H桥逆变电路Fig.1 Single-phase 2H-bridge

设 S1与 S2、S3与 S4是两对互补的开关对，在负载电流 i的正半周，若导通 S3与 S2，负载电压VL=Vdc，直流电源Vdc对负载输出电能；若导通S4、S2或S3、S1，负载电压VL=0，直流源不输出电能；若导通 S4、S1，负载电压 VL=-Vdc，负载向直流源回馈电能。在负载电流i的负半周，若导通S1、S4，负载电压 VL=-Vdc，直流源输出电能；若导通 S4、S2或S3、S1，负载电压VL=0，直流源不输出电能；若导通S3、S2，负载电压VL=Vdc，负载向直流源回馈电能；综上，负载电压 VL=0时，直流源不输出电能；当负载向直流源回馈电能时，直流源吸收电能，因此，直流源的利用率比较低。

如果采取一定的措施，当负载电压为零时，使单相 2H桥直流源的一部分电能转移到其他储能元件中储存起来，当负载回馈电能时，把被直流源吸收的电能的全部或大部分也转移到储能元件中存储起来，而在需要对负载输出更多电能时，将这些存储起来的电能同直流源一起对负载输出，这样就可以提高直流源的利用率，同时可减少像光伏这样的新能源发电场合所需串联的太阳能极板数，这就是新型级联逆变器的工作原理。

图2是改进后的级联逆变器应用于光伏并网发电的电路拓扑，负载端接入电网，图中的电容C就是用于储存电能的储能元件。把S1～S4组成的逆变器定义为主逆变器，S5～S8组成的逆变器称为附加逆变器。

图2 新型2H桥级联逆变器的电路拓扑Fig.2 Topology of new 2H-bridge cascaded inverter

2.2 级联方式分析

2.2.1 工作模式

设 i(t)与 ugrid(t)相位相同，则 uAB(t)超前 ugrid(t)一个角度φ，电压、电流的矢量关系如图3所示。

图3 电压、电流的矢量关系图Fig.3 The vector diagram of the voltage and the current

设 Ugrid=Ugrid∠0°，I=I∠0°，UAB=UAB∠φ，则有

式中，ω为电网电压角频率。

级联 2H桥单元间直流电压的不同比值，其级联的电平数是不相同的。单元间电压比值为 1∶2这种级联方式应用较多。变换器 1（主逆变器）和变换器2（附加逆变器）有如下两种常规工作方式。

图4 七台阶级联方式Fig.4 Seven-step cascaded mode

（2）五台阶级联方式。五台阶级联工作方式如图5所示。整个周期由 -V、-V、0、V、V

dcdc dcdc五个台阶组成，在θ1～φ期间，附加逆变器电容处于充电状态，φ～θ2和π-θ2～π- θ1期间电容器处于放电状态，在θ2～π- θ2期间，电容器既不充电也不放电，负半周工作过程与正半周类似。这种级联方式的优点是：通过适当的控制附加逆变器电容的充、放电角度，可以达到V=V的目的。它的缺点是：

C dc台阶数太少，波形的纹波太大。

图5 五台阶级联方式Fig.5 Five-step cascaded mode

2.2.2 一种新的级联方式

根据以上分析，两种常规的级联方式都存在一些不足。本文提出一种新的级联方式。它既可以实现两个 2H桥级联后输出七电平的效果，又可以实现电容电压平衡控制。

（1）新的级联逆变器的工作方式如图6所示。由于u2波形不对称，故将这种工作方式称为不对称工作方式。根据图 6中θ1-θ2大于或小于φ，电路有两种工作模式，图6a是φ＜θ2-θ1方式，图6b是φ＞θ2-θ1工作方式。

（2）φ＜θ2-θ1级联方式的工作过程分析如下。

（a）[0°，θ1]区间，根据图6a中uS与i的关系，图 2中 S1、S3和 S5、S7导通。等效电路如图 7a所示，电容器C与直流电源Vdc既不充电也不放电。

（b）[θ1，φ]区间，S1、S3和 S5、S8导通。等效电路如图7b所示，电流i对电容器C充电。

图6 不对称级联方式Fig.6 Asymmetrical cascaded mode

（c）[φ，θ2]区间，S1、S3和 S5、S8导通。等效电路如图7c所示，电容器C放电。

（d）[θ2，θ3]区间，S1、S4和 S5、S7导通。等效电路如图7d所示，电容器C既不充电也不放电，直流电源Vdc放电。

图 7 φ＜θ2-θ1时电路工作模式Fig.7 The circuit operating modes when φ＜θ2-θ1

（e）[θ3，π- θ3]区间，S1、S4和 S5、S8导通。等效电路如图7e所示，电容器C和电源Vdc放电。

（f）[π- θ3，π- θ2]区间，同[θ2，θ3]区间，电容器C既不充电也不放电，直流电源Vdc放电。

（g）[π- θ2，π- θ1]区间，同[φ，θ2]区间，电容器C充电，直流电源Vdc放电。

（h）[π- θ1，π]区间，同[0°，θ1]区间。

下半周期电路工作过程与上半周期相类似，在此不再赘述。

设电流I=Imsin(ωt-φ)，电容器C在一个工作周期内充放电应保持平衡，设电容器C两端电压为Vdc/2，可以得到

（3）φ＞θ2-θ1级联方式的工作过程分析如下。

（a）[0°,θ1]区间，根据图 6b 中 uS与 i的关系，图 2中 S1、S3和 S5、S7导通。电容器 C与直流电源Vdc既不充电也不放电。

（b）[θ1，θ2]区间，S1、S3和 S5、S8导通。电流i对电容器C充电。

（c）[θ2，φ]区间，S1、S4和 S5、S7导通。电容器C既不充电也不放电。

（d）[φ，θ3]区间，S1、S4和 S5、S7导通。电容器C既不充电也不放电，直流电源Vdc放电。

（e）[θ3，π-θ3]区间，S1、S4和S5、S8导通。电容器C和电源Vdc放电。

（f）[π-θ3，π-θ2]区间，S1、S4和 S5、S7导通。电容器C既不充电也不放电，直流电源Vdc放电。

（g）[π-θ2，π-θ1]区间，S1、S4和 S6、S7导通。电容器C充电，直流电源Vdc放电。

（h）[π-θ1，π]区间，同[0°，θ1]区间。

下半周期电路工作过程与上半周期相类似，在此不再赘述。

同样，可推得电容器C在一个工作周期内充放电应保持平衡，也满足式（2）。

（4）对两种工作模式进行分析，由前面分析可以看出，当φ大时，充电能量较大，充电能量的控制可通过调节θ1，θ2或θ3来实现。由式（1）可知，在Ugrid、ωL一定的情况下，φ 与注入电网电流i大小有关，大电流注入时，充电能量较大，φ 较小时，充电能量小于φ 较大时的充电能量，为了平衡充放电能量，满足式（2）的要求，也需要通过调节θ1，θ或θ实现电容电压V=V的目的。23C dc

上述两种模式在实际工作情况中可能存在，即都需要调节θ1，θ2或θ3。对于阶梯波合成的输出电压 uAB，调节θi（i=1，2，3）都会影响输出波形的谐波，下面分析调节θi（i=1，2，3）对输出波形的影响，最后确定合适的调节参数。

（5）θi（i=1，2，3）对输出谐波的影响分析如下。根据文献[12]提出来的算法，可以求得标准角度为θ1=10°，θ2=30°，θ3=60°。分别改变θ1，θ2和θ3，可得到输出电压uAB的谐波数据，见表1～表4。

表1 增加2°谐波百分比Tab.1 Harmonic wave percentage when increased by 2°

表2 减小2°谐波百分比Tab.2 Harmonic wave percentage when decreased by 2°

表3 增加4°谐波百分比Tab.3 Harmonic wave percentage when increased by 4°

表4 减小4°谐波百分比Tab.4 Harmonic wave percentage when decreased by 4°

从表 1～表 4可以看出，单独改变θ1，θ2或θ3对谐波影响差别不是太大，但θ3对电容器的充、放电影响更大一些，因此，通过改变θ3来达到电容器充、放电平衡更合适一些。

（6）根据上面的分析，采用如图8中所示方法控制，控制器通过Vdc和电容电压VC得到最佳控制角θi（i=1，2，3），外环电容电压通过反馈与参考电压Vdc/2比较后再通过调节器改变θ3，达到将电容电压稳定在Vdc/2处的目的。

图8 控制框图Fig.8 The control block diagram

3 新型级联逆变器在光伏并网系统中的应用

为了验证本文提出来的级联逆变器及其控制方法的正确性，搭建了一种太阳能光伏发电级联逆变器并网系统进行了实验，系统结构如图9所示。图中，仅给出单相系统结构图。

图9中，前两个2H桥单元按照本文提出来的控制方法产生七电平阶梯波，第三个 2H桥单元采取电流滞环跟踪控制，两部分叠加在一起形成输出电压。太阳能光伏电池板电压通过 DC-DC变换器后进行电压升压，同时在这一级中完成最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking，MPPT）。系统以TMS320LF2407 DSP为核心控制器，控制中锁相环电路使并网电流 i与电网电压 ugrid同相位，通过锁相环电路给出的参考基准，DSP按照图8所示控制方法，计算出并实时调节导通脉冲。第三个2H桥单元通过MPPT算法以后得到并网的预置电流，该电流与电网的基波相乘后作为并网电流的参考值，该电流和入网电流 i比较的误差信号通过滞环跟踪控制后产生S9～S12控制信号。

图9 级联逆变器并网系统结构图Fig.9 Structure of cascaded grid-connected inverter

实验条件如下：电网电压为 220V；滤波电感5mH；储能电容为 5600μF/400V；第一个 2H桥单元太阳能极板电压经 DC-DC变换后输出电压在160V左右变化，在额定光照强度和环境温度下，通过太阳能极板的配置，第三个 2H桥单元输入直流电压为 160V左右；第三单元器件开关频率为20kHz。图10a为逆变器输出电流与电网电压波形，输出电流与电网电压同相；图10b为储能电容C两端电压波形，电压在80V上下波动，说明对电容器的充放电控制是有效的；图10c为第三单元与新型级联逆变器输出电压波形，图中，u1为新型级联逆变器输出电压波形，可见，在一个周期内，共有七个电平，分别为：80V、160V、240V、0V、-80V、-160V、-240V；图4d为第三单元与逆变器总的输出电压波形，u1为逆变器总的输出电压波形，逆变器总的输出电压波形的主体是七电平阶梯波，阶梯波中夹杂的高频是第三单元的控制叠加的效果。

图10 实验波形Fig.10 Experimental waveforms

4 结论

本文提出了一种以电容器作为储能元件的单一直流电源供电的级联逆变器拓扑结构，分析了电路的两种工作模式，提出了保持电容器充放电能量平衡的控制方法，最后通过实验，取得了满意的结果，与理论分析一致。分析表明这种控制方式的级联逆变器仅需要一个直流电源，可形成七电平输出，同时又可提高直流源的利用率，可适用于像光伏这样的新能源发电场合。

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