贾贵玺 张春雁 肖有文 赵惠超

（天津大学电气与自动化工程学院 天津 300072）

1 引言

Buck拓扑电路在实际生活中应用十分广泛，尤其是在低电压大电流应用场合。由于结构简单，Buck电路在便携式充电器中也得到了普遍应用。充电器要求体积小、重量轻、功率密度高，在充电器的设计中加入软开关电路,可以提高开关频率，减小充电器体积，提高功率密度，同时也利于减小电磁干扰。许多文献已对 Buck变换电路的软开关进行了研究[1-3]。本文主要研究Buck变换器的软开关电路，并通过仿真寻找软开关实现的条件。

常见的软开关电路有准谐振电路、零开关PWM电路和零转换 PWM 电路[4]。准谐振电路缺点是谐振电压峰值很高，对开关器件的耐压值要求较高；谐振电流的有效值很大，电路中存在大量的无功功率的交换，造成电路通态损耗增大；谐振周期随输入电压、负载变化而改变[5-6]。本文提出了一种基于零电压转换 PWM 电路(Zero Voltage Transition PWM Converter，ZVT PWM)的Buck电路拓扑图，其特点是谐振电路与主开关并联，谐振过程基本不受输入电压和负载电流大小的影响，可以在较宽的输入电压范围与负载电流范围内实现零电压开关过程。

设计电路的结构图如图 1所示，在主开关 S1导通前，先使辅助开关 S2导通，使得与 S1反并联的二极管VD1导通，实现主开关S1零电压开通；在辅助开关S2导通前，先使与S2反并联的二极管VD2导通，实现辅助开关S2零电压开通。

图1 Buck零电压转换PWM电路图Fig.1 Circuit diagram of Buck ZVT PWM

2 软开关过程分析

下面对零电压转换PWM电路的工作过程做具体的分析，并通过仿真验证设计的可行性。将辅助开关S2关断时刻作为时间起始时刻t0，此时谐振电感 Lr中的电流达到最大值 Ipk。并假设滤波电感 L0足够大，则负载电流波动很小。图2a至图2j为软开关过程动态结构图，图3为软开关过程中各元器件理想化波形。图2与图3是相互对应的。

图2 软开关过程动态结构图Fig.2 Dynamic structures of soft-switching operation

如图 2a所示，t0时刻开关 S2关断，谐振电路中的谐振电流 iLr达到最大值，设该值为 Ipk。谐振电流分成3个部分：负载电流i0大小为I0+1/2（di0/dt）（其中di0/dt为负载电流纹波）、开关管S2等效并联电容 C2充电电流 iC2、开关管 S1等效并联电容 C1放电电流 iC1。C1的放电电流与 C2的充电电流相等（假设MOS管S1与S2具有相等的等效并联电容），设该电流为 iC，负载电流 i0=I0+1/2（di0/dt）。该时间段内谐振电路为负载提供电流，为C2提供充电电流，为C1提供放电电流。关系如下式iLr=2iC+i0（1）

图3 零电压开关理想化波形Fig.3 Idealized waveforms of the ZVS

假设在t0-t1时间段内，谐振电流iLr保持最大值Ipk保持不变，则两开关等效电容充放电电流为

t1时刻 C1和 C2充放电结束，C2两端的电压等于电源电压E，C1两端电压为0，该时间段t1-t0时长如下式

t1时刻与S1反并联的二极管VD1开始导通,如图2b所示，开关管 S1上的电压为反并联二极管 VD1管压降，此时 S1达到零电压开通条件。谐振电感Lr与谐振电容 Cr的大小决定了谐振电流峰值的大小，为实现软开关谐振，电流峰值必须满足如下条件

t2时刻对 S1施加触发信号，如图 2c所示。由于此时谐振电流iLr大于负载电流i0，S1仍旧不能够立刻导通，继续通过与S1反并联二极管VD1续流，向电源反馈能量，谐振电流能量一部分回馈电源另一部分供给负载。

t3时刻 iLr=i0，如图2d所示。流过S1的正向电流 i1开始从零逐步增大,而谐振电流 iLr开始逐步减小，此时电源E与谐振电路共同为负载提供能量，iLr与uCr开始逐渐减小。它们之间满足如下关系

t4时刻 i1=i0，iLr=0，uCr也减小到最小值 Umin，如图 2e所示。在这段时间内，流过 S1的电流继续增大，一部分为负载提供能量，另一部分为谐振电路提供能量。其电流满足以下关系

流过谐振电感的电流iLr反向增大，同时对谐振电容充电,其电压从最小值 Umin开始增大,直到 t5时刻对S1施加关断。t4-t5时间段电路谐振过程方程如下所示

根据上式可得到

根据式（9）初始条件计算得到

式中， 1为电路谐振频率。

t5时刻对 S1施加关断信号，Δt=t5-t3为开关 S1在一个周期内的导通时间。因此为了能够实现软开关条件，在t5时刻电源必须为谐振电感与谐振电容储存足够的能量，这就限制了Δt的最小值，它决定了主开关S1的最小占空比，也即决定了输出电压的最小值，因而软开关的加入一定程度上会减小输出电压的调节范围。t5时刻S1关断时由于开关两端等效电容C1，S1关断为零电压关断。

由于开关的关断需要一段恢复时间，同时由于电感续流作用，t5时刻S1并不能立刻关断，流过开关 S1的电流逐渐减小，如图 2f所示。电源开始对C1充电，同时 C2通过谐振电路开始放电，C1与C2的充放电电流速率相等。t6时刻电容充放电结束，C1的电压达到最大值E，C2的电压减小到0，i1=0，谐振电感电流iLr也达到反向最大值。i1、iC1和负载电流i0的关系如下式所示

C2对谐振电路放电满足如下关系

t6时刻，如图 2g所示，iLr电流通过与 S2反并联的二极管VD2续流，同时主电路电感及负载也通过二极管 VD2续流，此时电容 C0上储存的能量开始释放，假设i0近似为恒定值。在这段时间间隔内，电感上谐振电流 iLr继续减小 uCr继续增大。t6时刻后S2达到了零电压开通条件。

t7时刻 S2导通，如图 2h所示，开通过程为零电压开通。该时刻由于谐振电感反向电流仍然不为零，因此谐振电路与主电路仍然通过与S2反并联的二极管VD2续流。t8时刻反向电流iLr=0，此时谐振电容电压值也达到最大值Umax。假设与开关S2并联的等效电容 C2的放电对谐振电流的影响可以忽略不计，同时忽略VD2管压降，则有以下方程

利用以上方程和初始条件可以求出谐振电容Cr上谐振电压Umax如式（17）所示，其中Δt=t5-t4，t∈[t6,t8]，t8时刻 uCr=Umax，iLr=0。

t8时刻，谐振电容 Cr开始通过 S2和 Lr放电，谐振电流 iLr正向增大如图 2i所示。主电路电感与负载继续通过 VD2续流，输出滤波电感 C0也继续释放能量。忽略S2管压降，则有如下方程

由上式可以求出在t9时刻S2关断时，谐振电流最大值iLr=Ipk，该值必须满足式（4）条件。通过确定谐振电容最大值Umax、最小值Umin以及最大谐振电流值Ipk，并利用式（11）、式（12）、式（17）和式（20）确定辅助开关 S2最小占空比Δt=t9-t8及谐振电容与电感参数，从而为软开关电路设计提供参考。至此完成了一个周期的过程。图2j即开始一个新的周期，电路工作情况同图2a。

3 Buck软开关电路的仿真研究

本文运用Pspice对所设计电路进行仿真。Pspice是一个在微机上实现的通用仿真程序，利用它提供的电路描述语言，将电路结构和元件参数输入计算机，即可利用该软件对电路进行各种分析。仿真结果如图4至图7所示。

图4 开关S1导通前与之反并联二极管VD1导通图Fig.4 Waveform of the diode VD1 turned on before the switch S1 turned on

图5 开关S1零电压开通与关断图Fig.5 Waveform the switch S1 zero voltage turned on and off

图6 开关S2导通前与之反并联二极管VD2导通图Fig.6 Waveform the diode VD2 turned on before the switch S2 turned on

图7 开关S2零电压开通与关断图Fig.7 Waveform the switch S2 zero voltage turned on and off

图4所示，开关S1触发导通前，与之反并联的二极管VD1先导通，此时S1两端电压为二极管VD1的管压降，S1零电压开通。由于等效电容C1的作用，开关S1关断时为零电压关断，如图5所示。同样地，如图6所示，开关S2触发导通前，与之反并联的二极管 VD2导通，此时 S2两端电压为二极管 VD2的管压降，S2零电压开通。由于等效电容C2的作用，开关S2关断时为零电压关断，如图7所示。由仿真结果可以看出，本文提出的 Buck软开关电路可以实现主开关和辅助开关的零电压开通和关断。

4 结束语

本文将零电压转换 PWM 软开关技术运用到Buck变换电路中，设计了一种Buck软开关电路，实现了主开关和辅助开关的零电压开通和关断，由于谐振电路与主开关并联，因而谐振过程不受输入电压和负载的影响；且详细分析了电路软开关过程，对软开关实现的条件进行了深入研究；并推导了软开关电路谐振参数的设计以及辅助开关 S2最小占空比的计算。最后，仿真结果验证了本设计的正确性。

通过软开关技术可以减小开关损耗，提高开关频率，减小开关电流与电压应力。但由于谐振环节的加入，造成了传导损耗的增加，因而在应用中必须权衡二者利弊。设计中在能够满足软开关的条件下，尽量减小谐振电流与谐振电压的峰值。

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