一种新型降压模式LED 驱动电路系统

2012-08-09吴建兴

电子器件 2012年6期

王栋，吴建兴

(杭州士兰微电子股份有限公司，杭州 310012)

LED 驱动电路，特别是大功率LED 驱动电路已经较为广泛地应用于射灯，景观照明，汽车照明，日光灯等领域。随着LED 照明技术的发展及成熟，LED 应用已经由原来的小功率，低电压向大功率，高电压的应用延伸。直流输入的LED 驱动电源，部分应用已经要求80 V，100 V 的输入电压。

LED 照明主要的拓扑结构有buck模式［1，3］，boost模式［2－3］，以及buck-boost模式［3－4］，目前直流高电压输入的IC，普遍采用如HV9910［1］芯片所示的传统系统框架。这种框架的特点是:输出电流随着输入电压及负载电压变化而变化，导致在电压波动时，电流无法恒定。如果电压突然变化，LED 上流过的电流会增大或者减小，长期工作，会影响LED 本身的寿命。

本文通过研究设计出一种不随输入输出电流变化的恒流电路系统，用于LED 驱动电路，可以得到很好的线性调整率(输出电流随输入电压变化的比率)及负载调整率(输出电流随输出电压变化的比率)，并且外围电感的变化对输出电流影响很小。

1 系统设计

如图1所示为HV9910 的系统结构，系统工作原理如下:

负载LED 灯串上的平均电流定义为输出电流平均值IAVG。参考图1 及图2，其工作原理是:当恒流LED 驱动电路工作正常时，振荡器输出的振荡器信号CLK 对RS 触发器进行触发，RS 触发器S 端置位，输出端Q为高电平，驱动电路输出功率管的栅极控制信号GATE为高电平，功率管开通。电感电流上升，采样电阻Rs上的电压VCS上升。当电压达到基准电压VREF时，比较器的输出COMP_OUT 变为高电平。RS 触发器R 端复位，Q为低电平，驱动电路输出功率管的栅极控制信号GATE为低电平，功率管关断。这时，电感电流通过肖特基二极管D1续流，逐渐减小，直到下一个时钟到来，周期性重复。

图1 传统LED 驱动电路系统框图

图2 传统LED 驱动电路系统时序图

图1所示的恒流LED 驱动电路及其外接LED电路的拓扑结构输出平均电流的计算公式如下:

其中，IMAX为电感电流峰值、VIN为电源电压、VOUT为负载LED 灯串的压降，即输出电压、L为电感值。

从公式中可以看出，VIN，VOUT以及L 变化，都会引起输出平均电流IAVG的变化。实际工作时，因为开关延时作用，会使得平均电流变化更大［5］。

进一步，通过图3所示为电感电流的波形，IMAX为电感电流峰值，IAVG1和IAVG2为使用不同电感值时LED 驱动电路的输出平均电流大小。可以看到，电感的变化引起电感电流平均值发生变化。

图3 平均电流示意图

图4为本设计提出的新型LED 驱动电路系统框图，其中方框内的部分可以通过芯片设计实现，方框外的部分可以通过PCB 布线实现。整机应用于LED 驱动电路。

图4 新型LED 驱动电路系统框图

图5为本设计提出的LED 驱动电路时序示意图，LED 驱动电路稳定工作后，当振荡器输出的振荡信号CLK为高电平脉冲时，触发器输出的触发信号为高电平。触发信号经驱动电路驱动增强后，使M1功率管开通。直流输入电压VIN通过LED 负载、电感L1、NMOS 功率管、电阻Rs到地产生通路，电感上的电流增加。同时电阻Rs采样NMOS 功率管上流过的电流并转换为采样电压VCS，采样电压VCS与振荡器输出的斜坡信号经斜率补偿模块进行叠加，斜率补偿模块的输出与误差放大器的输出信号进行比较。误差放大器将对选择器的输出电压VSN的值与基准电压VREF进行误差放大，使得选择器的输出电压VSN的平均值等于基准电压VREF。误差放大器的输出接电容，用于环路补偿［6］。NMOS 功率管导通期间，电感上的电流持续增大，直到斜率补偿模块的输出电压VS1达到误差放大器的输出ERR_OUT。比较器输出高电平脉冲COMP_OUT，触发器输出低电平脉冲，触发器的输出经驱动电路，使NMOS 功率管截止。直流输入电压VIN通过LED 负载、电感L1、肖特基二极管D1及直流输入电压VIN产生通路，电感电流下降。当NMOS 功率管关断时，GATE_N为高电平，选择器的输出电压信号VSN等于基准电压VREF。等待在下一个振荡CLK 信号到来，在下个周期重复上述动作。

图5 新型LED 驱动电路系统时序图

在此系统中，当选择器的输出端VSN平均电压大于VREF时，误差放大器输出ERR_OUT 变低，使得VS1的信号在较低的情况下，比较器就会翻转，也就是VCS峰值会变低，VCS变低会使得VSN的平均值降低，当接近VREF时，系统保持稳定;当VSN平均电压小于VREF时，误差放大器输出ERR_OUT 变高，使得VS1的信号需要更高的电压比较器才会翻转，也就是VCS峰值会变高，VCS变高会使得VSN的平均值降高，当接近VREF时，系统保持稳定。因此系统总是使得VSN的平均值等于VREF。这样我们可以得到输出电流的理想计算公式:

从这个公式来看，输出电流的平均值是与输入电压，输出电压以及电感大小无关。实际电路中，因为误差放大器的增益及采样的误差，会有较小的影响。

本设计中，由于选择器的输出电压VSN的平均值等于基准电压VREF，因此，在NMOS 功率管导通时，Rs的采样电压VCS等于选择器的输出电压VSN。这样，在LED 驱动电路的整个工作期间，保证了输入电压、输出电压以及外围电感大小变化对LED 平均电流影响很小。

2 结果和分析

本次设计，通过线路设计了驱动电路的核心部分，并且通过集成电路芯片的制造，测试，封装生产出电路成品。该芯片制造基于士兰集成80 V BCD 工艺平台，可以实现输入电压80 V 以下的降压模式LED驱动恒流。驱动电路与外围电感，电阻，二极管以及LED 等元器件组成驱动电路系统，我们也对整机进行了详细测试。图6为版图图形，图7为LED 系统整机，测试系统选用100μH 电感。同时，在同样的外围条件下，对HV9910 的系统也进行了测试。

实际测试结果如下:

从图8 中可以看到，在输入电压从20 V～80 V变化时，输出电流变化范围在正负1.5%之内;而HV9910 系统输出电流变化范围在正负6%。从图9中可以看到，在输出电压发生从10 V～70 V 变化时，输出电流变化范围在正负1.5%之内。输出电流的稳定性非常好，而HV9910 系统输出电流变化范围在正负8%。新设计的系统调整率要好很多。