夏永平，李 贺，魏 斌

（中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏无锡 214072）

1 引言

随着现代无线通讯技术的迅猛发展，人们对固态大功率放大器的需求也日益增多，性能要求也越来越高，所以发展更高频率和更大功率的功率器件成为目前国内研究的重点。

微波大功率放大器在第四代移动通讯系统（4G）和未来5G系统中起着至关重要的作用，它的性能指标直接影响整个通信设备的体积、功耗和通信质量。在军事应用中，微波大功率放大器作为战斗机/预警机/军舰/航天器等武器电子设备的核心器件，在国防安全和军事威慑等方面也发挥着至关重要的作用。

随着新材料的不断研究，GaAs材料制作的功率器件已经得到较为广泛的应用，成为市场的主流器件。由于GaAs材料本身的缺陷，击穿电压低，使其无法做到较大功率的输出，这就需要新一代的材料来突破这个瓶颈。GaN作为第三代半导体材料，其宽禁带、高导热率的材料属性可以很好地满足高频、高温、高功率、高效率的性能要求[1]，微波功率性能远优于Si、GaAs等半导体材料，在卫星通信、雷达及导弹等民用和军用领域有着广泛的应用前景，是当代半导体技术最重要的发展前沿之一。随着GaN HEMT器件工艺的发展，高频高功率微波功率放大器已经成为军用雷达迫切需要的产品。然而，大功率器件的输入输出阻抗会随着总栅宽的增加而减小，引线和管壳等寄生参量对性能的影响十分严重，以至于直接采用管壳外的匹配方法匹配困难，且很难得到较大功率的输出，因而采用管壳内匹配使其输入输出引脚阻抗均为50 Ω成为业界公认的最好选择[2～3]。

本文采用内匹配功率合成技术，设计了基于GaN HEMT的C波段大功率放大器。采用两级匹配，第一级通过金丝和单层电容组成的T型结构将管芯阻抗匹配至10 Ω；第二级通过功分器将10 Ω匹配至50 Ω，6胞40 W合成输出功率200 W以上。实际测试表明，偏置在 Vds=50 V、Idq=100 mA 时，脉冲 200 μs，占空比10%，饱和输出功率 Psat≥53 dBm（200 W），漏极效率ηd≥48%，增益 Gain≥11 dB。

2 单胞GaN管芯内匹配电路的设计与实现

2.1 大信号负载牵引系统仿真

微波功率器件工作状态可分为两种，即小信号和大信号。小信号工作在线性区时，其输入输出阻抗基本不随输入信号的变化而变化，其器件输入输出阻抗可通过矢量网络分析仪或ADS S参数仿真得到；而大信号工作在压缩区，其输入输出阻抗会随着输入信号的变化而改变，这样就增加了设计匹配电路的难度。负载牵引（Load Pull）系统可为工程师在不同输入功率下找到特定性能指标下的最优输入和输出阻抗。

本文选用某公司的40 W管芯作为研究对象，利用ADS Load Pull仿真其大信号模型的输入输出阻抗。管芯偏置Vds=50V，Ids=200mA，输入功率Pin=33dBm，工作频率f=5.6 GHz。本文选用输出功率最大为设计指标，其仿真结果见图1，在功率等高线图中，最中心为输出功率最大。

图1 负载牵引仿真结果

负载牵引仿真得到的阻抗为管芯阻抗的共轭值，其整个频段内的仿真结果如表1所示。

表1 5.3～5.9 GHz负载牵引仿真结果

2.2 内匹配电路设计

一般输入匹配实现最大增益匹配，输出匹配实现最大输出功率或效率的匹配，而匹配电路的好坏直接影响所设计放大器的带宽、增益、效率、输出功率和稳定性等性能指标[4～5]。

所设计单胞40W放大器的工作频率为5.3～5.9GHz，带宽600 MHz，相对带宽为10.7%，故采用两级混合型匹配网络实现内匹配设计。第一级采用T型匹配，电感通过键合金丝不同根数、长度和高度实现不同感值，电容为薄膜陶瓷单层电容，可通过改变陶瓷材料的介电常数、厚度和面积调节容值。第二级通过λ/4阻抗变换线将第一级匹配后的阻值匹配至输入输出管脚50 Ω。λ/4阻抗变换线采用介电常数9.9的Al2O3陶瓷做基片制作，减小电路面积，损耗做到最小。其整个内匹配电路如图2所示[6]。

输入匹配电路的第一级T型匹配采用L-C-L将实阻抗0.6 Ω变换到10 Ω，虚部通过金丝感值消除；第二级通过λ/4阻抗变换线将10 Ω变换到50 Ω，虚部均为0。同样输出匹配电路的第一级通过L-C-L将阻抗从（6.1+j×10.5）Ω 变换到 10 Ω，再通过第二级与输入端一样的λ/4阻抗变换线变换到50 Ω。这样实现了第一级和第二级匹配电路相近的Q值，实现最大带宽。输入匹配电路的谐振频率为中心频率5.6 GHz，而输出谐振频率为5.8 GHz，谐振在高频的好处是改善器件的高频性能，补偿增益随频率的滚降特性。

图2 5.3～5.9 GHz 40 W GaN功放的内匹配电路

设计单层电容，容值可根据厂家提供的公式：

其中，C为电容值，K为介电常数，L为长度，W为宽度，T为推荐厚度，f为换算因子（113.1）。

在选择基板时应尽可能选择介电常数小、损耗小的材料，同时也要兼顾所设计电路的面积。

将匹配电路与芯片模型联合进行大信号仿真，设置偏置电路Vds=50 V，Idq=200 mA，频率点5.3 GHz、5.5 GHz、5.7 GHz、5.9 GHz，扫描输入功率 20～40 dBm，其输出功率Pout、增益Gp、功率附加效率PAE随输入功率Pin变化的曲线如图3所示。

图3 P out/G p/PAE随P in变化的曲线图

利用ADS对匹配电路进行优化后，整个频段内Pout≥46 dBm（40 W），增益 Gp≥4613 dB，PAE≥55%，满足整个单胞管芯的设计要求。

2.3 实物测试结果

按照设计的匹配电路，对管芯、单层电容、薄膜电路微组装到金属管壳内部，通过键合25 μm金丝将电路连接起来。其测试结果如表2所示。

表2 5.3～5.9 GHz 40 W测试结果

实际测试结果显示，输出功率均大于40 W，效率达到50%以上，增益偏低1 dB。对比测试与仿真结果，两者存在一定的差异，尤其是增益。分析原因，大致有两种：第一是实际测试加入测试板，测试板存在一定的损耗，在整个频段内损耗在0.3～0.4 dB；第二是模型和实物存在一定差异，电容和金丝模型均为无耗理想模型，而实际两者均存在损耗，金丝键合连接处均存在不连续性。

3 六胞GaN管芯内匹配电路的设计与实现

3.1 功分器设计

基于以上单胞器件的设计，T型匹配不变，重新设计薄膜电路功分器，对六胞管芯进行功率等分和合成。T型匹配后的阻抗为10 Ω，功分器需要将6个10 Ω变换到50 Ω。一般功分器设计为2N（N≥1）路进行等分或合成，而6路不在常规功分器设计范围内。鉴于单胞芯片40 W输入输出各2个PAD，每个PAD对应的区域完全一样，所以我们可默认其每个PAD对应20 W。然后可将1个芯片和半个芯片对应1路，每路匹配前的阻抗为 10 Ω//20 Ω=6.7 Ω，6路转换为 4路，便于功分器设计。

考虑到选取的管壳尺寸较小，薄膜电路材料选取介电常数9.9的陶瓷（损耗角最小），芯片和T型匹配占据一定的面积，按照常规的Wilkinson合成方法，需要两级λ/4阻抗变换线才能将功率进行合成和匹配至50 Ω。为将薄膜电路设计最小化，本文采用了非常规的功率合成方式。首先进行阻抗匹配，将2个并联的10 Ω 匹配至 100 Ω（5 Ω 变换到 100 Ω），借助 Smith 原图，选取中间阻抗值22.36 Ω，使其两级匹配Q值相同，带宽最大化。其匹配优化后的结果如图4所示，仿真结果如图5所示。将功分器谐振点调至高频是为了将高频功率调高，改善带内功率平坦度。

图4 单支路匹配原理图

将两支路进行并联，输出阻抗则为50 Ω。将该原理图生产版图，然后设置材料特性，进行阻抗仿真，优化S参数。在版图布局中，需要重点考虑相位，因为内匹配采用键合金丝进行电连接，而PAD较大，金丝键合区域大，在高频段进行功率合成时相位尤为重要。相位差越小越好，一般设计时将相位差控制在10°以内[7]。功分器相位仿真如图6所示。

图5 单支路匹配原理仿真结果

图6 相位所加端口位置及仿真结果

该功分器从每个支路在最中间和最两边仿真相位，相位差均有效地控制在10°以内，能较好地进行功率合成。功分器S参数仿真如图7所示。

图7 功分器S参数仿真结果

管壳内电路布局如图8所示。

图8 电路布局图

3.2 验证电路设计

验证电路需要设计偏置电路，一般采用λ/4高阻线或者有效电感作为射频扼流圈，通直流阻射频。本文选取λ/4高阻线作为扼流圈，输入输出信号线均为50 Ω，信号线上串联隔直电容。选用ATC的多层电容，容值的选取可借助软件查看电容的S参数，该频段选用600 F 3.3 pF电容，其S参数如图9所示。验证电路如图10所示。

图9 ATC 600 F 3.3 pF电容S参数

图10 验证电路原理图

3.3 实物测试结果

六胞合成后200 W管子通过验证电路的实际测试，结果如表3所示。

表3 5.3～5.9 GHz 200 W测试结果

测试结果表明，输出功率Pout≥220 W，增益Gp≥11 dB，功率附加效率PAE≥48%，合成效率比大于90%。

4 结论

本文基于GaN模型进行负载牵引仿真，然后进行T型匹配、阻抗变换线设计和六胞合成的功分器设计，在偏置Vds=50 V、Idq=200 mA、脉冲测试Pulse Width=200 μs、Period=2 ms时，实测单胞40 W功放管输出功率Pout≥46 dBm（40 W），增益Gp≥13 dB，PAE≥50%；六路合成200 W功放管输出功率Pout≥53.5 dBm（220 W），增益Gp≥11 dB，PAE≥48%，功率合成效率比≥90%。

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