蔡文贵

（黑龙江科技大学电气与控制工程学院，黑龙江 哈尔滨 150000）

随着科学技术发展，能源问题成为讨论的焦点，为了节约不可再生能源，响应“碳达峰”和“碳中和”战略决策，业内逐渐使用新能源代替不可再生能源，从而减少碳排放量[1-2]。

大功率隔离型双向DC-DC变换器可以实现直流电能变换的功能，具有高效率、高功率密度等优点，广泛应用于电动汽车、可再生能源发电等领域[3]。双向DC/DC拓扑分为隔离型和非隔离型，非隔离型拓扑包括Buck-Boost变换器、Sepic-Zeta变换器等，以上变换器一般应用于小功率场合，难以实现软开关，会影响整机效率。由于该文设计的双向DC/DC变换器需要高效、宽范围输出，双向CLLLC谐振变换器是由LLC谐振变换器拓扑演变而来的，具有软开关的特性，副边增加了1个LC谐振网络，可以实现能量的双向流动和升/降压[4]。因此，采用对称型CLLLC谐振变换器既可以满足宽范围输出的要求，也可以在全输出范围内实现软开关，从而提高整机效率。CLLLC谐振变换器可以提高充电桩电能传输效率，还可以实现电气隔离，保障充电桩安全、可靠。

1 电路模态与控制策略

1.1 双向CLLLC拓扑分析

CLLLC变换器存在2个不同谐振频率：1） 串联谐振频率fm。该频率是由元件Lr1、Cr1和变压器励磁电感Lm谐振获得的。2） 串联谐振频率fr。该频率是由元件Lr1、Cr1谐振获得的，此时Lm被输出电压箝位。2个串联谐振频率分别如公式（1）、公式（2）所示。

与其他拓扑不同，双向CLLLC谐振变换器并不是通过调节占空比来控制输出信号，而是通过调节开关管的频率来控制输出信号，根据频率之间的大小关系（如图1所示），可以将变换器分为3个工作区间。工作区间一为欠谐振状态，此时开关频率与谐振频率的关系为fmfr。当fs

图1 欠谐振工作时序图

因为双向CLLLC谐振变换器拓扑完全对称，所以以下分析主要对正向工作进行原理分析。分析条件如下：变换器工作在稳定状态；所有元器件为理想元件；开关管寄生参数忽略不计。双向CLLLC谐振变换器在欠谐振状态（如图1所示），一共分为8个开关模态，下面根据图1对开关模态进行分析。

1.1.1 开关模态一t0～t1

t0～t1阶段电路流通示意图如图2所示，t0时刻，驱动信号控制S1和S4开通，一次侧谐振电感电流iLr1保持原有的电流方向，通过D1和D4形成回路，S1和S4两端电压为二极管管压降，电压几乎为0 V，可以实现零电压开通，此时A、B两端电压等于Vin，使谐振电流iLr1和励磁电流iLm逐渐变小，2个电流的差值通过变压器原边传输到二次侧，二次侧对应的D6和D7导通，C点、D点的电压等于Vout。t1时刻，iLr1降至0且改变方向，此刻驱动脉冲到来，开关管实现零电压开通。

图2 t0～t1阶段的电路流通示意图

1.1.2 开关模态二t1～t2

（t1-t2）阶段电路流通示意图如图3所示，t1时刻，2个电流相同，此时变压器一次侧没有电流流过，二次侧电流也跟着降为0，寄生二极管D5和D8实现了零电流关断，此时输出电容为负载提供所需能量。t2时刻，开关模态二结束。

图3 t1～t2阶段的电路流通示意图

1.1.3 开关模态三t2-t3

t2～t3阶段电路流通示意图如图4所示，t2时刻，驱动信号消失，S1和S4关闭，防止同一桥臂直通短路，上下开关管之间设置一死区时间，S2和S3的驱动信号还没到来，此时电感电流iLr1流过4个寄生电容，C2和C3寄生电容处于放电状态，当电容电压为0时，S2和S3开通，开关管实现零电压开通。死区时间内电容要放电至0，变换器才能实现零电压开通。这段时间内C2和C3在释放能量，C1和C4在储存能量，因此谐振腔内没有能量传递到二次侧，谐振电流iLr1基本没有变化。

图4 t2～t3阶段的电路流通示意图

1.1.4 开关模态t3～t4

t3～t4阶段电路流通示意图如图5所示，t3时刻，寄生电容C1和C4完成充电，C2和C3放电至0，电感电流iLr1通过寄生二极管D2和D3形成回路，S2和S3两端电压为二极管管压降，几乎为0，可以实现零电压开通。此时A点、B点间的电压为-Vin，iLr1和iLm逐渐变小（iLr1变小的幅度较大），此时iLr1和iLm产生的电流差通过变压器传输到二次侧，二次侧对应的D5和D8开关管导通，C点、D点的电压被钳位在-Vout。

图5 t3～t4阶段的电路流通示意图

在t4时刻，变换器正半周期结束，由于正负半周期运行原理相同，因此不再具体分析。

当变换器工作在谐振区间时，谐振区间和欠谐振区间的区别是励磁电感Lm不参与谐振工作，因此谐振区间有6个开关模态。当处于谐振工作状态时，正半周期与欠谐振状态的1、3和4开关模态基本相同（过谐振区分析和欠谐振区分析类似）。

根据以上对开关模态的分析可知，当变换器工作在欠谐振区间时，电压增益保持>1，此时频率变化对电压增益的影响很大，当设计宽范围输出变换器时，使其在欠谐振区间工作。由对欠谐振工作区间的分析可知，一次侧和二次侧均实现软开关。当变换器在谐振区间工作时，电压增益保持为1，当设计输出电压恒定的变换器时，使其工作在谐振区间。当变换器在该工作区间时，原边可以实现零电压开通，副边零电流关断。当变换器在过谐振区间工作时，电压增益一直<1。

1.2 系统的控制策略

CLLLC谐振变换器的主要优势在于其能够实现软开关。在谐振点，通过变频控制，变换器的传输效率达到最高。通过仿真发现，在移相控制下，当移相比D=0时，系统的工作状态与在变频控制下工作在谐振点时等效，并且当开关频率超过谐振频率时，比变频控制效果好。因此，该文选择谐振点作为变频和移相控制的切换点。在谐振点处，变换器的电压增益始终为1。因此，当变换器需要在升压模式下工作时，采用变频控制。而在降压模式下工作的阶段，则采用移相控制。

由于变换器移相控制工作在谐振频率处，因此可以进一步化简式如公式（3）所示。

式中：M（D）为电压增益；D为移相比。

根据公式（3）可以看出此时影响变换器电压增益的只有移相比。

如图6所示，变换器的电压增益随着移相比D变小而单调上升，当D降至0时，变换器开关频率开始控制电压增益，直到达到充电桩最大输出电压的要求。变换器电压增益曲线在设定的频率范围和移相比范围内呈现单调递减状态，满足装置输出要求，系统可以实现闭环控制，从而解决变换器输出电压范围窄的问题。

图6 变频移相控制电压增益曲线图

2 试验结果分析

为了验证CLLLC谐振变换器设计方案及控制算法的正确性，该文搭建了1台实验样机，正向直流输入电压Uin为650 V，输出直流Uout为190 V～260 V，额定输出电压为220 V。谐振频率100 kHz，频率调节范围为65 kHz～400 kHz。如图7所示，当电压增益>1时，采用变频控制，原边实现了零电压开关（ZVS），即当原边开关管的管压降为0时，驱动信号到来，有利于提高电源效率。当电压增益<1时，采用移相控制，由图8可知，移相控制也实现了ZVS，移相占空比小于50%，对CLLLC轻载工作具有良好的降压效果，解决了该变换器变频控制调压、调压范围不广以及轻载电压偏高的问题。

图7 变频控制波形图

图8 移相控制波形图

3 结语

笔者在实验室研制了1台2 kW的原理样机，当功率达到2 kW时，CLLLC正向效率为97.2%，反向效率为98.2%。试验结果表明，在全负载范围内，原边开关器件实现了ZVS，从而提高了电源的效率。此外，采用CLLLC变频移相控制策略可以实现宽范围的电压调节，有效解决谐振变换器轻载电压偏高的问题，这充分证明了该文所提出控制策略的可行性和可靠性。