汪东，谢凌寒

（无锡力芯微电子股份有限公司，江苏 无锡 214028）

1 引言

在可穿戴和物联网等应用领域，系统的供电通常由电池提供。由于电池的容量很有限，为了避免频繁为电池充电带来的麻烦，必须提升电池的能量利用效率，因此超低功耗的电源转换芯片必不可少。相对于低压差线性稳压器（LDO），直流转直流电源转换器具有更高的转化效率，因此超低功耗的降压转换器在可穿戴和物联网等应用领域的需求特别旺盛。

超低功耗降压转换器面临两大设计难点，一个是如何降低功耗，另一个是如何在超低功耗下保持良好负载瞬态响应特性。近年来，国外在直流降压转换器方面已经将静态电流从几十微安逐步降为几微安，甚至几百纳安[1]。本文针对如何降低功耗做了一些创新工作，同时通过调研发现，相对于电压模和电流模的降压电路架构[2-3]，自适应恒定导通时间（ACOT）的降压电路架构具有更优异的瞬态响应特性[4-5]。基于以上的调研和在超低功耗方面的创新，本文提出了一种超低静态电流的ACOT 降压转换器。

2 超低静态电流ACOT 降压转换器

2.1 系统架构

传统的低功耗降压电路为了实现低功耗，在轻载时也会关断大部分辅助电路，但是通常无法关断基准电压和电流偏置等电路。因为当负载端有较大电流时，整个电路需要立即响应起来，并为负载提供足够的能量，而通常的基准和偏置电路启动时间需要几微秒，显然无法满足快速响应的要求。因此，在传统结构中，待机时必须让基准和普通偏置电路工作，其最低功耗通常维持在几十微安。

本设计为低功耗降压电路提供了一种新的方法，即在空载时，当电路进入休眠模式时关断绝大部分电路，包括基准电路、普通偏置电路，只保留极低功耗的基准采样保持电路、低功耗振荡器（LP_OSC）和低功耗比较器(LP_CMP)。由于是处于轻载，转换器开关一次后将长时间处于睡眠模式，LP_OSC 每隔大约20 ms开启一次基准电路，开启时间约为50 s，同时将基准值采样保持在电容中。基准采样保持电路（静态电流约为140 nA）、LP_OSC （静态电流约为100 nA）和LP_CMP（静态电流约为120 nA）三者的总静态电流约为360 nA，从而可以将待机电流降至430 nA。由于本电路功耗极低，因此各模块的功耗也较低，电路的动态响应速度较慢。为了解决这一问题，本文设计了ACOT 的降压架构。综合ACOT 架构和低功耗模块，本电路总体框图如图1 所示。

图1 本电路总体框图

在重负载和中等负载时，电路工作在正常的ACOT 架构的脉冲宽度调制模式。脉冲宽度调制模式下主要信号波形如图2 所示。

图2 脉冲宽度调制模式下主要信号波形

当RAMP_SW 电压降低至EA_OUT 电压时，比较器PWM_CMP 输出信号PWM 变高，高位功率管MP 的栅极电压HSD_GT 变低，即开启上功率管，同时计时器开始计时。而高位功率管导通时间由TON计时器决定。当TON达到规定值时，TON_END 信号变高，即关断上功率管，并开启低位功率管MN。为了得到近似恒定频率的降压转换器，高位功率管导通时间必须随着输出电压VO和输入电压VIN的变化而变化[8]。T是转换器的目标周期，高位功率管的导通时间t1为

当高位功率管关断时，SW 信号为低，同时RAMP_SW 电压也逐渐降低，当RAMP_SW 电压降低至EA_OUT 电压时，PWM_CMP 输出信号PWM 变高，高位功率管MP 再次开启，这样高位功率管MP 和低位功率管MN 重复开启和关断。

2.2 进入和退出休眠模式

在极轻载时，为了节省静态电流，电路必须进入休眠模式。在休眠模式，大部分电路关断，只有图1 虚线框中的LP_OSC、采样保持电路和LP_CMP 仍在工作。

为了克服外部噪声的影响，通常芯片外部输出反馈分压电阻的静态电流较大，而且在休眠模式下，外部分压电阻的电流无法关断。为了在休眠模式时节约外部输出分压电阻的功耗，采用了内部设定输出电压方式。在电路内部设计了两路分压电阻。一路分压电阻（Rf1和Rf2）在电流连续模式为EA 提供反馈电压。在电流连续模式，开关噪声较大，因此此支路的电流较大，约为4 μA。当电路进入休眠模式时，此支路电流需关断。另一路输出反馈电阻（Rf3和Rf4）在休眠模式下为LP_CMP 提供反馈电压。Rf3和Rf4组成电阻分压网络，消耗的电流约为100 nA。

在极轻载时，每一次高位功率管开启之后，经过导通时间t1，高位功率管关断，低位功率管开启，当电感电流IL降到零时，低位功率管关断。如果此时输出电压还是低于设定值的101%，则12 μs 后（由延时电路设定），高位功率管强制开启，再经t1时间后上功率管关断，下功率管导通。如果VO已经高于设定值的101%，则LP_CMP 的输出电压VO_H为高。当低位功率管电流为零10 μs 后，SLEEP 信号变高，大部分电路关断，即进入休眠模式。进入休眠模式的主要信号波形如图3 所示。

图3 进入休眠模式的主要信号波形

在休眠模式下，由于高位功率管不再开启，输入无法向输出提供能量，因此输出电压会以很慢的速度往下降。因为LP_CMP 是迟滞比较器，当输出电压低于设定值的100.5%时，SLEEP 信号变低，退出休眠模式。高位功率管开启，输入向输出传递能量。经过几次开关周期后，输出电压高于设定值的101%时，即又进入休眠模式。

如何保证超低功耗的降压电路具有良好的瞬态响应特性是个设计难点。因为在休眠模式时，大部分电路包括偏置电路、误差放大器等都已经关断。当负载电流突然增加时，如何在短时间内让这些电路迅速醒来并正常工作是个难点。本设计中，当负载电流突然增加时，LP_CMP 输出变低，SLEEP 信号也随之变低，即退出休眠模式，高位功率管立即导通，导通时间由TON设定。在此段时间内，偏置和误差放大器等电路迅速醒来，并进入正常工作状态，从而保证及时为输出提供能量，也给偏置和误差放大器等电路提供了醒来缓冲时间。

2.3 基准的采样保持电路

带隙基准电压的初始值通常约为1.25 V[6]，而误差放大器和低功耗比较器的基准电压都是0.6 V，因此需要缓冲器将最初的基准电压分压成所需的基准电压，VREF=0.6 V。

为了在休眠模式时尽可能地降低待机电流，电路仅让LP_OSC、电压基准的采样保持电路和LP_CMP处于工作状态。其中电压基准的采样保持电路如图4所示，当OSC 和SLEEP 信号都为高时，图4 中的带隙基准电压模块工作，开关S1 导通，带隙基准电压模块产生的基准电压VBG存储在电容C1 上；当OSC 信号为低时带隙基准电压电路关断，开关S2 导通。当SLEEP 信号为低时，即退出休眠模式，带隙基准电压电路一直正常工作，且开关S1 和S2 都导通。

图4 电压基准的采样保持电路

2.4 ACOT 产生电路

对于ACOT 架构的降压或升压电路来说，本身并不需要产生固定频率的振荡器，但是需要通过内部电路计算出所需的开关频率[7]。对SW 电压VSW的积分和TON计时电路如图5 所示。

图5 对VSW 的积分和TON 计时电路

当降压电路处于稳态时，高位功率管导通相位内电感电流上升值等于低位功率管导通相位内电感电流的下降值，VSW和VO与电感电流须满足电感的伏秒平衡原理[8]，设定在电感电流连续模式下，高位功率管导通时间为t1，低位功率管导通时间为t2，则有

由式（2）可得

开关周期等于高位功率管和低位功率管开启时间之和，因此

将式（4）代入式（3），并化简可得

设定

将式（6）代入式（5），可得

其中，

R3和R4为对VSW的分压电阻。理论上稳态时VO等于SW 的平均电压，但是电感存在寄生电阻RDC，当电感电流IL流经电感时，会产生压降。因此＞VO，两者的关系如下：

因此实际电路中的设定为

这样能消除电感寄生电阻RDC对T的影响。

VC为电容C的电压，根据运算放大器两输入端的虚短原理[9]，图5 中节点A 和B 的电压相等，又由于PMOS 管MP1 和MP2 的宽长比相等，因此在高位功率管导通时，A 点充电电流为

在高位功率管导通结束时刻，A 点电压为

而由于在低位功率管导通时，SW 电压约等于0，因此，

在实际电路中，可认为当高位功率管开始导通时，对电容C开始充电。在高位功率管导通结束时刻，A点电压为

此刻，比较器CMP 两输入值相等，比较器输出TON_END 变高，高位功率管随即关断。而CMP 负输入的端电压为，因此高位功率管导通时间理论上满足式（10），ACOT 高位功率管导通时间t1满足：

因此，理论上电感电流连续模式下的T基本恒定，不会因输入电压、输出电压以及负载电流的变化而发生大的改变。

3 版图和实测数据

芯片采用0.18 μm CMOS 进行设计，芯片的整体版图如图6 所示，整体面积约为1.6 mm2。

图6 芯片的整体版图

在实际应用中，输入和输出电容都为10 μF，电感值为2.2 μH。实测显示，输入电压为3.6 V，空载输出电压为1.2 V，25 ℃时典型待机电流仅为0.43 μA。当输出电压设定为1.2 V 时，在不同输入电压和温度下的待机电流IQ如图7 所示。

图7 不同输入电压和温度下的IQ（VO=1.2 V）

当输出电压为3.3 V，输入电压分别为3.6 V、4.2 V、5.0 V 和5.5 V 时，可为输出提供最大600 mA 电流，当输出电流从1 μA 到600 mA 变化时，芯片实测效率如图8 所示。从图8 可知，峰值效率可达96%，IO=10 μA，输入电压为5.0 V 时的效率约为83%。

图8 芯片实测效率

当输入电压为5.0 V、输出电压为3.3 V 时，负载电流从5 mA 经历10 μs 跳变到300 mA，输出电压掉了约130 mV。当负载电流从300 mA 经历10 μs 降到5 mA 时，输出电压过冲约为70 mV。瞬态响应实测波形如图9 所示。从图9 可知，本设计对负载电流的跳变有很好的瞬态响应特性。

图9 瞬态响应实测波形

VIN=5.0 V 时，不同输出电压和负载电流下的开关频率如图10 所示，在轻载时，开关频率较低，当负载逐步增加时开关频率随之增加。当进入电感电流连续模式时，开关频率基本恒定在1.2 MHz 附近。

图10 不同输出电压和负载电流下的开关频率

在超低功耗方面，本设计与同类已有产品的比较如表1 所示。从表1 可知，相对于已有产品，本设计在输入电压范围、最大负载能力和效率等方面均有一定优势。

表1 本设计与同类已有产品的比较

4 结论

本文设计了一种超低功耗降压电路，在负载极低时，系统进入休眠模式，仅保留基准采样保持电路、LP_OSC 和LP_CMP，其他电路模块都关断，在没有开关动作的时候静态电流仅为360 nA，3.6 V 输入、1.2 V空载输出的典型待机电流为430 nA。在10 μA 负载下效率大于80%，峰值效率可达96%。在如此之低的静态功耗之下，为了保持良好的瞬态响应特性，采用自适应恒定导通模式的降压电路架构，并在理论上推导了该架构能在电流连续模式下保持频率恒定的原理，芯片实测频率和理论值基本吻合。从芯片的实测数据来看，芯片的瞬态响应和频率恒定性均符合预期，能满足低功耗应用场景的需求。