朱熙铖,陶正壮,肖凌峰

(南京信息工程大学 电子与信息工程学院 雷达技术研究所,江苏 南京 210044)

微带天线与其他天线相比,具有低成本、低剖面、适合批量生产等优点。圆极化天线具备减轻极化失配、降低多径衰弱和法拉第旋转效应等优势[1],在各种无线通信中受到了广泛关注,如全球定位系统(GPS)、无限局域网(WLAN)、卫星通信系统等[2-4]。但随着无线通信技术的快速发展,对圆极化天线的轴比带宽和增益等性能要求越来越高,因此宽带圆极化天线的设计得到了众多学者的研究。

众所周知,圆极化辐射是由等幅且相位相差90°的正交电场分量产生,这种天线可在各种结构中实现,如贴片[5]、空腔[6]等。其中微带贴片天线单元的阻抗带宽和轴比带宽较窄,虽可采用多层结构[7]、添加寄生贴片[8]、旋转馈电[9]等方法展宽带宽和轴比,但增加了设计的复杂性和加工成本。另一方面,在行波模式工作下的微带天线也可辐射圆极化波,刘昌荣等[10]提出采用低温共烧陶瓷(LTCC)技术实现了具有宽轴比(AR)带宽的螺旋天线,但这种设计仍然存在结构复杂和制造工艺昂贵的问题。其次,环形天线通过在环路上加载适当的电抗也可激发行波电流,杨耀州等[11]提出了一种具有环形开环的带宽圆极化单极子天线,其结构简单并可以实现96.1%的阻抗带宽和81.3%的超宽轴比(AR)带宽,宽带性能非常突出,但由于其开环不对称结构,导致辐射方向图有轻微的倾斜。朱茜等[12]提出了一款由两个开环组成的圆极化天线,利用SIW 缝隙对其馈电,实现了8.5%的轴比带宽,然而多层结构导致制备成本和结构复杂性增加。

本文基于环天线提出了一款双矩形开环天线,该天线单元由两个带有间隙的矩形开环组成,两个开环以行波模式工作,提供圆极化辐射,随后,为了提高天线增益,采用双面平行带线(DSPSL)馈电网络设计了一款2×2 的圆极化阵列天线,其中双面平行带线具有结构简单、剖面低等特点,被应用于各种场景[13-15]。该天线采用标准印刷电路板(PCB)工艺进行加工,并利用标准矢量网络分析仪及微波暗室对其进行特性验证,结果表明该阵列天线不仅宽带性能良好,还具有方向性对称且增益稳定等优点。

1 圆极化微带阵列天线的设计

1.1 圆极化天线单元

辐射元件是由两个矩形开环组成,分别印刷在介质基板F4B265(厚度H1=1 mm,相对介电常数εr为2.65,损耗角正切tanδ=0.0006)的顶面和底面,三维结构如图1(a)所示。带有缝隙的矩形开环天线会产生幅值相近且相互正交的线极化波,形成圆极化辐射的行波激发,缝隙位置影响圆极化天线的辐射性能。此外,通过50 Ω 的同轴线对两个开环天线单元馈电,由于同轴线内外导体具有180°相位差特性,关于中心对称放置的两个矩形开环天线具有对称的方向图以及一致方向性的圆极化辐射。如图1(b,c)所示,该天线单元3 dB 轴比带宽约为22.5%(3.6～4.5 GHz)。S11在整个3 dB AR 频带上低于-10 dB,最大辐射增益为9.5 dBi,且在通带内具有稳定的辐射性能。

图1 天线单元的结构及仿真结果。(a)三维结构图;(b)阻抗带宽;(c)轴比与增益曲线图Fig.1 Structure and the simulated results of antenna unit.(a) Structure diagram;(b) S parameters;(c) Antenna gains and axial-ratios

1.2 馈电网络的设计

对于平衡传输线,在不同传输线上传输的信号具有等幅反相特性,并且相位与频率无关,因此平衡传输线成为实现差分信号的首选。双面平行带线(DSPSL)是一种新型的平衡传输线,与传统微带线(MSL)以及共面波导(CPW)传输线相比,不需要加入额外的巴伦结构,具有更小的占用面积。对于双面平行带线来说,当信号在正反两面微带线之间传输时,电磁场的分布具有严格的对称性;当无限大且厚度可以忽略的金属板放置在DSPSL 结构的水平对称平面上时,正反两面金属导带之间的场分布影响微弱,因此,DSPSL 结构可以等效为两个单面的微带线结构背靠背组合而成。另外,由于信号在介质基板上双面传输,具有高集成性等特点,并且在复杂的电路中,可以避免线路交叉,提高系统的稳定性。

由于双面平行带线可由两个振幅相同、相位相差180°的源激励,所以本文设计的馈源采用50 Ω 的同轴线代替。图2(a)为双面平行带线馈电网络的结构图,同轴线的内导体穿过介质基板与顶层的微带线相连,同轴线的外表皮直接附着在底层的方形微带贴片上,最终实现了功率等分分配,且顶层与底层传输的信号具有180°相位差的馈电网络。图2(b)为介质基板的顶层视图,基于渐变式阻抗变换器,由中心向两边逐渐变宽实现等功分宽带阻抗匹配。图2(c)为介质基板底层视图,由正方形贴片(W1×W1)和宽WL的传输线组成,同时在正方形贴片中心切一个半径为R2的圆,保证了同轴线的内导体与外表皮之间不形成回路,避免产生短路。

图2 DSPSL 馈电网络结构图Fig.2 Structure of the DSPSL feed network

基于上述结构,经HFSS 软件仿真优化后,所设计的双面平行带线馈电网络的S参数仿真曲线如图3所示。在3～5 GHz 的频率范围内,该DSPSL 馈电网络的S11优于-20 dB,输出端口Port 2 和Port 3 在3～5 GHz 频率范围内输出端口保持着良好的功率均分特性,均维持在-3 dB 附近,满足天线功率分配要求,优化后获得的馈电网络物理尺寸如表1 所示。

图3 DSPSL 馈电网络的S 参数仿真曲线Fig.3 The simulated S parameters of the DSPSL feed network

表1 天线结构尺寸值Tab.1 Geometrical parameters of the antenna mm

1.3 宽带圆极化阵列天线的设计

为提高天线增益且保留其宽带特性,本文基于矩形开环天线单元和差分馈电网络设计了宽带矩形开环天线阵列,图4 为所设计的圆极化微带阵列天线的几何结构,该结构物理尺寸见表1。本设计采用F4B265的介质基板,与上述一致。如图4(a)所示,F4B265基板顶层和底层的馈电网络输出端口分别连接着矩形开环天线单元,形成2×2 的阵列天线,该结构减少了阵列天线的占用面积。矩形环路天线单元并联排列在介质基板的上下层,通过双面平行带线并联馈电,与串联馈电相比,并联馈电更容易实现对各个辐射阵元同相馈电,形成边射波束,且波束指向与频率无关。考虑到提高天线的定向性,在距离F4B265 基板正下方H2处安装Lg×Wg的金属反射板,图4(b)给出了阵列天线整体结构的侧视图。

图4 阵列天线的几何结构图Fig.4 Geometrical structure of the array antenna

通过电磁仿真软件Ansys HFSS 计算了该阵列天线在中心频率4 GHz 时的电流分布,如图5 所示,辐射元件上所有主电流的矢量和方向是顺时针方向。结果表明,所提出的2×2 阵列天线在+Z方向上呈现左旋圆极化(LHCP)。

图5 天线阵列的电流分布图Fig.5 Current distribution diagram of the antenna array

2 实验验证

为了进一步验证圆极化阵列天线的仿真结果,采用表1 中的尺寸数值对所设计的天线进行实物加工并测试,其中天线实物如图6 所示。

图6 加工实物图。(a)顶部;(b)底部Fig.6 Photograph of the fabricated array antenna(a) Top;(b) Bottom

利用矢量网络分析仪对所加工的天线的回波损耗进行测试,结果如图7 所示。其中,实测S11小于-10 dB 的阻抗相对带宽为27.5%(3.41～4.51 GHz),验证了天线的宽带特性,但实测的谐振频率点相对仿真出现了偏移,其中两者的差异主要是由于焊接同轴线时产生的误差或电缆损耗等因素造成的。

图7 天线的S11参数曲线图Fig.7 S11 parameters of the antenna

同时,利用南京信息工程大学紧缩场微波暗室对天线进行测量,分别测量了远场条件下天线的增益和轴比,测量结果和仿真结果如图8 所示。由图8可以看到该天线在3.6～4.4 GHz 的频率范围内,其增益值介于12 dBi 和13 dBi 之间,其中仿真和实测结果的差异可能是由于天线的反射板并不是完全平整的,很难保证组装过程中介质基板与反射板平面各点等距。

为了获得实测轴比数值,本次测量采用了一种仅测量天线幅值的代替方法计算出轴比[16],其中四个线极化的幅值E1,E2,E3,E4是在辅助天线绕其轴线旋转0°,90°,45°,135°获得,然后根据公式(1,2)计算出轴比值。

由图8 可知,在阻抗带宽的范围内,实测轴比小于3 dB 的范围为3.6～4.46 GHz(相对带宽为22.2%),仿真结果与实测结果趋于一致,证明了该天线具有良好的宽带圆极化辐射特性。

图8 天线的轴比和增益曲线图Fig.8 AR and gain values of the antenna

该天线在工作频率范围内的仿真和实测方向图如图9 所示。由图9 可以看出,仿真和测试结果基本一致。其中,在xoz面和yoz面上的交叉极化电平分量都比主极化电平分量低10 dB,在中心频率4 GHz 时,xoz面和yoz面的交叉极化低于20 dB。对比天线阵在3.6,4,4.4 GHz 时xoz面和yoz面辐射方向图可以看出,阵列天线在这些频点的方向图保持稳定,证明该阵列天线具有在较宽的频带范围内保持较为一致的辐射特性,满足宽带系统的应用需要。3.6～4.3 GHz 频点的具体方向性参数结果整理如表2 所示。

表2 天线副瓣及3 dB 波束宽度(xoz×yoz)Tab.2 Antenna sidelobe and 3 dB beam width (xoz×yoz)

图9 天线方向图(3.6～4.4 GHz)Fig.9 Antenna radiation patterns (3.6-4.4 GHz)

3 结论

本文提出了一款高增益、宽轴比的宽带圆极化阵列天线。通过在环形天线上引入缝隙改变极化方式,以辐射圆极化波。与传统实现圆极化的微带天线相比,该天线具有更宽的阻抗带宽和轴比带宽。综合双面平

行带线和矩形开环天线单元设计,采用PCB 工艺加工实现。测试结果表明,实测3 dB 轴比带宽和阻抗带宽分别为22.8%和27.5%,最大增益可达13 dBi。该阵列天线结构简易且加工成本低,可应用于对天线有高增益、宽带以及宽波束等高性能要求的C 波段卫星通信系统中。