郭殿林， 胡 攀

(黑龙江科技大学 电气与控制工程学院， 哈尔滨 150022)

0 引 言

煤层气因其低排放与低污染的特点受到人们的广泛关注。我国煤层气资源丰富，位列世界前三。传统煤层气开采主要由电网供电，但在实际应用中负载率低、功率因数低及效率低等问题明显。由于煤层气资源分布范围广、地理位置偏远，井与井之间的距离往往超过设计供电半径，这就导致变压器数量增多，造成高额设备投入和较高的能量损耗。此外，电网三相不平衡的问题还会导致系统的安全性和稳定性降低。针对上述问题，引入直流微电网系统。直流微电网采用太阳能和风力等分布式发电系统，因地制宜，就近发电，能有效地减少线路损耗。同时，直流供电极大地减少了微网中无功功率的存在，功率因数明显提高。另外，直流微网提供的电能质量更高，负载运行不会受到电网谐波和三相不平衡的影响。

直流微电网采用直流母线来统一电压等级，通过不同的电力电子变换器与各模块连接。其中，储能模块通过双向DC-DC变换器与直流母线连接，使能量能够双向流动，实现节能的目的。徐潘[1]采用双向半桥DC-DC变换器，该种拓扑结构简单，但是开关管电压应力高，无法应用于大功率场合。朱胜杰等[2]对双向全桥结构进行了研究，该种拓扑能实现电气隔离，但是能量传递次数较多，整体损耗较大。陈红星等[3]利用反向耦合电感对双向Cuk电路进行了改进，但该拓扑电感数量较多，导致设备体积偏大。在控制策略方面，王向宇等[4]提出了一种带有输入电压前馈的模糊PI控制策略，能有效提高变换器的动态性能，但是输出仍然存在超调。陈建龙[5]采用改进的单周期控制来控制双向DC-DC变换器，此控制下系统的响应速度更快，但是超调大于传统双闭环控制方式。梅杨等[6]提出了交错并联Buck-Boost变换器的模型预测控制，该方法可以使直流母线电压和实际电感电流准确追踪给定值，但是需要对变换器所有开关状态建模和进行复杂的函数计算，且仍然存在超调。许力等[7]利用分数阶微积分理论对变换器做双闭环控制，该方法需要对变换器不同模式进行小信号建模并依据穿越频率和转折频率对所有控制器的三个参数进行整定，参数较多，计算过程复杂。笔者采用交错并联Buck-Boost主要拓扑结构，该拓扑具有器件电压应力低、输出电流纹波小的优点，交错并联的结构保证了线路冗余，可以提高其可靠性。在控制策略方面，利用线性自抗扰控制器来对变换器的电压外环和电流内环进行控制，该控制器不依赖变换器的精确模型，可以在保证系统快速响应的同时，实现无超调。

1 Buck-Boost变换器工作原理

在直流微电网中，交错并联Buck-Boost变换器的主要作用是实现电能在蓄电池与直流母线之间的双向流动，如图1所示。

变换器有两种工作模式：一种是Boost模式，如图2a所示。能量从左向右流动，电路等效为交错并联Boost电路。此模式下，开关管S1、S3作为主功率开关管交错工作，开关管S2、S4不工作，其反向并联二极管D2、D4作为续流二极管工作。另一种是Buck模式，如图2b所示。能量从右往左流动，电路等效为交错并联Buck电路。此模式下，开关管S2、S4作为主功率开关管交错工作，开关管S1、S3不工作，其反向并联二极管D1、D3作为续流二极管工作。

2 系统控制策略

2.1 双闭环控制

交错并联Buck-Boost变换器的控制，主要目的是实现输出端电压能够快速稳定地达到设定值。实际应用中大多采用双闭环控制结构，外环是电压环，内环是电流环。由于电流内环主要起快速跟随的作用，对动态品质要求不高。另外，结合自抗扰控制技术对模型参数不敏感的特性。同时，LESO的扩张状态变量可以在线估计并实时补偿建模误差和不确定扰动。为简化设计过程，电流环仍用PI调节器对电压调节器的输出值进行跟随。为使在负载扰动等不确定因素影响下提高电压控制的动态品质，电压调节器采用二阶线性自抗扰控制器，如图3所示。

2.2 线性自抗扰控制设计

2.2.1 跟踪微分器

跟踪微分器是对误差信号进行处理的算法，目标是给输入的信号安排合理的过渡过程，其结构如图4所示。输入信号U(t)经过跟踪微分器处理输出两个信号U1(t)和U2(t)。其中，U1(t)不是简单地对输入信号U(t)的追踪，在应对阶跃信号时，U1(t)能够以平滑的曲线来对其进行追踪。而U2(t)是信号U1(t)的微分，U1(t)连续，因此，其在物理上是能够实现的。

误差e(控制器输出与给定值之差)的微分可直接用y的导数和U2(t)的差代替为

e′=(y-U)′=y′-U2(t)。

U1(t)的生成方法有很多种，其可由二阶离散TD或非线性TD等各种方法生成，生成U1(t)被称作“安排过渡过程”。在面对不同的系统和输入信号时，可以灵活采用不同的控制算法，最终目的均是使U1(t)能够平滑追踪上U(t)。

在Buck-Boost变换器中，当变换器处于Boost模式时，输入信号U的给定值为1 000，在第0 s从0阶跃到1 000。同样的，在Buck模式时，输入信号的给定值500也是一个阶跃信号。设计的跟踪微分器追踪效果如图5所示。

2.2.2 线性扩张状态观测器

由文献[5]可知，变换器Boost模式占空比至输出电压的传递函数为

UG——直流母线电压；

RE——负载等效电阻；

Cb——电池侧电容；

L——交错并联中单相的电感。

电压外环的控制结构如图6所示。图中，1/Um为载波。

变换器电压外环数学模型为

整理为微分方程：

u——LADRC输出的控制量；

f1——外部扰动；

y——系统输出；

ω——外扰；

t——时变状态；

b——控制量的增益。

b是系统的固有参数，无法精确估算，记其估计值为b0，将对b估计不准的部分(b-b0)u归入扰动中：

(1)

设计一个矩阵来构造LESO，使LESO的输出量z1、z2和z3能够跟踪上x1、x2和x3。

代入矩阵得线性扩张状态观测器的状态空间方程为

式中：b0——未知参数，需要通过推导计算得出；

2.2.3 状态误差反馈控制律

在成功构建LESO后，系统可以等效为串联积分型。令u=(u0-z3)/b0，代入式(1)得：

对于串联积分型，状态误差反馈控制律的构建可以被大大简化，利用简单的PD控制就能对系统进行有效控制

u0=kp(r-z1)-kdz2。

2.3 移相控制

为了降低交错并联Buck-Boost变换器的控制难度，采用移相控制对变换器进行控制，通过PWM调制使两个主开关管之间导通角互差180°(Boost模式下S1、S3导通角互差180°，Buck模式下S2、S4互差180°)。

开关管S1、S3所接收的PWM脉冲信号如图7所示，S3所接收的脉冲信号相较于S1的滞后180°。

3 仿真与结果分析

3.1 仿真模型

为验证文中方案的有效性，在Matlab/Simulink中搭建仿真模型，变换器的两种模式分别进行仿真，搭建的仿真模型如图8所示。

在Boost模式时，输入端设置为额定电压为500 V的锂电池，输出端采用电阻来等效，输出端目标电压设定为1 000 V。在Buck模式下，由于输入端变成直流母线，采用1 000 V恒压直流电源来等效，输出端采用锂电池模块来进行仿真。仿真和实验模型参数如表1所示。

表1 仿真和实验中系统模型参数

3.2 分析结果

两种控制方式下Boost模式输出端电压仿真结果如图9所示。图中，LADRC控制下的变换器输出端电压在0.03 s上升至且稳定在1 000 V。PI控制下的变换器输出端电压在0.014 s时升至1 000 V后继续上升，在0.021 s升至峰值1 037.5 V后在0.054 s恢复并稳定在设定值1 000 V。

LADRC控制下Boost模式电感电流和总电流如图10所示。从图10可知，单个电感上的电流大小为变换器总电流的一半。两电感电流纹波较大，波峰之间相差180°，叠加在一起纹波相互抵消，最终形成的总电流纹波大幅减小。

两种控制方式下Buck模式输出端电池状态如图11所示。

由图11可知，在经过短时间的启动过程之后，电池电流稳定，电池SOC、电池电压逐渐上升，实现恒流充电。两种控制方式有着相同的效果，但LADRC控制下的变换器具有更快的响应速度。

4 结 论

(1)在Boost模式升压过程中，LADRC控制可以有效避免超调，能够使电压更快地稳定至目标值。

(2)Buck模式下，在满足稳态性能的前提下，LADRC控制有着更快的响应速度，交错并联的结构能有效降低电流纹波，并且在降低器件损耗和构建更大电流系统等方面具有更大的优势。