卢翠珍

(百色学院，广西 白色 533000)

0 引言

传统的线性电源因其功耗大、效率低已被高效率、低功耗、体积小、重量轻的开关电源取而代之[1]。开关电源代表了稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。它不仅应用在仪器仪表、测控系统和计算机内部的供电系统，而且还渗入到家电、手机充电器等消费电子产品领域。随着开关电源大量的应用，也就诞生了各种各样拓扑结构，比如非隔离式的降压型(Buck)、升压型(Boost)、升-降压型(Boost-Buck)变换器和隔离式的反激、正激、全桥、半桥、LLC变换器等，一般小功率电源采用反激式拓扑结构居多，中小功率电源则多数采用正激式，中大功率一般使用半桥，大功率使用全桥、LLC等。不同拓扑结构变换器的高频变压器设计方法略有不同，但设计思路基本上都是从磁心选择开始，然后确定绕组匝数、计算导线直径、检验填充系数等。

1 正激式变换器的拓扑结构

所谓正激式变换器，就是在功率开关管导通期间向负载传输能量的DC/DC变换器。其结构如图1所示。它是由功率开关管Q1、高频变压器TX1、整流二极管D1、续流二极管D2、储能电感L1和滤波电容C2组成。

图1 正激式DC/DC变换器的拓扑结构

开关管Q1采用型号为FQPF10N90增强型N沟道MOS管，其栅极控制信号为脉冲宽度可调节的PWM信号。当脉冲控制信号的高电平加到栅极G时，开关管Q1导通，输入电压VCC加在高频变压器原绕组1、2两端。此时变压器原边绕组就有电流流过并开始励磁。根据电磁感应，其自感电动势的极性是1“+”、2“-”，由同名端可知，副绕组的6端也为“+”、5端为“-”，使整流二极管D1导通，副绕组5、6两端的感应电压通过整流二极管D1和滤波电感L1向输出电容C2及负载RL供电，便产生逐渐增大的二次电流I2。当PWM信号中的高电平过去，低电平到来时，开关管Q1截止，原绕组中的电流要变为0，但由于电感线圈中的电流不能突变，因此原绕组1、2两端产生的电动势极性与开关管刚导通时相反，即变为1“-”、2“+”，此时副绕组也变为6端“-”、5端“+”，整流二极管D1处于反向偏置而截止，次级绕组电流将变为0。但由于电感L1的电流不能突变，使其两端产生一个左“-”右“+”的反电动势，由此D2因正向偏置而导通，使负载RL仍有电流流过。可见，D2为负载电流的继续流动提供了通路，故称为续流二极管。

为了避免高频变压器磁芯过度饱和，在功率开关管从截止到下一次开关管导通的这段时间内，必须使原边绕组的励磁电流降到零。不然到了下一个开关周期内，励磁电流将在本周期结束时的残值基础上继续增加，并且还要在以后的开关周期内依次累积叠加，这样励磁电流就会变得越来越大，从而导致开关管的损坏。为此，通常增加一组辅助绕组3、4和一个削反峰二极管D3。这一绕组和原绕组1、2匝数相同，绕行方向相反，因此，在开关管截止时，辅助绕组产生的感应电动势极性是3“+”、4“-”，大小比直流输入电压要高，使二极管D3导通。一方面，该电动势对电源进行充电，即把励磁电流能量回馈到电源输入端；另一方面，流过辅助绕组3、4中的电流产生的磁场和变压器磁心原有磁场方向相反而相互抵消，从而使变压器磁心中的磁感应强度很快恢复到初始状态，因此把这一绕组称为去磁绕组。

由于开关管在导通过程中，流过励磁绕组(原边绕组)的电流所产生磁场的磁感应线并没有完全通过副边绕组，而是有一部分围绕载流线圈、部分铁心和铁心周围的空间，同时存在少量分散的磁通，这部分磁通称为漏磁通，也称为漏感(该漏感一般为60 uH以下)。该漏感等效为电感，与开关管漏源(D、S)两端串联，当开关管关断时，该漏感产生很高反电动势与输入的电源电压VCC叠加，加在开关管D、S两端，使D、S两端的电压瞬间很高，极有可能把开关管烧坏，所以在原边绕组和漏极D之间增加漏感续流电路。这里采用的是RCD钳位电路，如图1所示的R1、C3和D4。在开关管关断时，漏感产生的尖峰电压使D4导通，从而把这一电压钳位在安全值，同时漏感产生的能量一部分被电容C3吸收，串联电阻R1是防止尖峰电压瞬间把C3击穿。

2 高频变压器的设计

1)AP法：高频变压器的设计是开关电源设计的核心，也是难点。一般高频变压器的工作频率为50～500 kHz,有的甚至高达1000 kHz；要求变压器具有高功率密度，高传递效率，低损耗，小体积；对设计要有一定的铁损铜损比例，有一定的漏磁励磁比例，还要求有一定的原、副边功率损耗比例。因此其设计计算是一项繁琐而又复杂的工程。变压器的设计方法有多种，如输入功率法、输出功率法、感应电流法、面积乘面积法等。由于作为变压器磁心的原材料差异太大，影响参数太多，很难说清楚哪一种方法更准确。下面仅以最常用的面积乘面积法为例说明高频变压器的设计。

将变压器磁芯可绕导线的窗口面积乘以磁芯的有效面积，所得的面积乘积称为面积乘面积法，简称AP法。即

AP=AW×Ae.

(1)

其中AP为面积乘积;AW为磁芯可绕导线的窗口面积;Ae为磁芯的有效面积。

设变压器的励磁绕组(原边绕组)匝数为N1，在开关管导通有电流通过时，产生的感应电压为U1，则根据电磁感应，有

(2)

(3)

由式(3)可得变压器磁芯的有效面积Ae的计算公式:

(4)

式中Ae的单位为cm2，以便与磁芯尺寸参数对应;f为开关频率;D为占空比;ΔB为磁感强度的变化量，单位为T，在单极性工作时，ΔB=Bm-Br;Bm为饱和磁感应强度;Br为剩余磁感应强度。正激式高频变压器在100 ℃时为350 mT，当工作频率为100 kHz，其磁感应强度只能取60%的变化区间，这时的磁心磁感应强度ΔB=350 mT×0.6=210 mT[2]，现取ΔB=0.2 T。

由变压器原、副边绕组匝数和电流，可以算出变压器所利用的窗口面积为

(5)

为了便于与磁芯尺寸参数对应，式(5)中窗口面积AW的单位也为cm2；N2为副边绕组的匝数；I1、I2分别为原、副边绕组的电流有效值，单位为A；J为绕组导线的电流密度，单位为A/cm2，一般取值200～600A/cm2(即2～6A/mm2)，本设计取J=400 A/cm2，KW为变压器窗口面积的利用系数，一般取值0.2～0.4，现取KW=0.2。

根据有效值定义，得电流有效值I与峰值Im的关系

(6)

假设变压器原、副边绕组占用窗口面积相等，由式(5)和式(6)两式得:

(7)

I1m为原边电流峰值，将式(4)和式(7)相乘，得:

(8)

(9)

2)磁芯的选择,首先是材料的选择，本设计选择PC40功率铁氧体材料。其次是磁芯尺寸的选择。

依据开关电源基本参数:

输入：AC，176～264 V、50 Hz；

输出：DC，24 V、10 A；

开关频率:f=65 kHz；

最大占空比：D=50%；

效率：η=85%

得输出功率PO=UOIO=24×10=240 W

采用AP法，由式(9)确定所需的AP值

选用PQ3535磁芯24 V、10 A。查表可以得到PQ3535磁芯的有效面积Ae=1.96 cm2，面积乘积AP=4.3228 cm2>3.84 cm2符合要求。其中PQ3535磁芯共有12个引脚，每一边有6个引脚。其中N1为原边绕组，N2为副边绕组，N3为去磁绕组。

3)确定最大最小占空比：一般情况下，正激式原边绕组与去磁绕组匝数相同，最大占空比不超过50%。当最大占空比设定为0.5 时，开关管所承受的关断电压为2倍的输入电压。开关管所承受的关断电压越高，最大占空比也越大。因此在单管正激电路一般设定的最大占空比Dmax=0.5，原边绕组和副边绕组的匝数比等于原、副边绕组两端电压之比，即

(10)

由于正激式高频变压器的原、副边绕组两端也只有在开关管导通时才有感应电压，因此式(10)中要乘以占空比D。UD1为副边整流二极管D1导通压降，设UD1=0.5 V，则

(11)

同时正激式变换器输入的直流电压是整流滤波电路的输出电压，而这一输出电压又约等于交流电压的1.2倍，则

最小直流输入电压：Uin(min)=176×1.2=212 V。为留有裕量实际取AC=180 V。

由式(11)知，最小占空比出现在输入电压最高的时候，也就是 400 V时，占空比最小

(12)

4)确定原边绕组匝数与线径

由式(2)确定原边匝数：

(13)

实际取N1=36 匝。

(14)

符合设计要求。

又因为原边输入功率：

所以原边电流峰值：

(15)

原边电流有效值：

(16)

5)确定副边绕组匝数与线径

副边绕组的峰值电流：I2m=I1m×n=3.13×3.67=11.5 A.

6)确定去磁绕组匝数与线径

通常情况下，取去磁绕组的匝数等于励磁(原边)绕组的匝数，即N3=N1=36 匝。

去磁绕组有效面积：

N3实际选用直径0.55 mm的漆包线2股并绕。

表1 变压器绕组参数表

3 总结

AP法是一种基于工频正弦波形铁心变压器提出的方法[3]。由于多数磁心的参数表中没有直接给出AP值，仅给出了相关尺寸及Ae值，因此使用AP法选择磁心时，还需要根据经验初选一个磁心型号，通过查表得到Ae值，并计算其对应的AW值，再检验其AP值是否符合要求，一般需要多次计算才能确定磁心型号。可见，采用AP法选择磁心不是那么直观和方便。同时，对于波形复杂的高频变压器的计算结果也不是那么准确和适合。但是只要提出设计要求和合理的选取参数，采用AP法还是比较容易通过核算，因此，目前对于缺乏电源设计经验的初学者来说，仍被推荐为行之有效的实用方法[4]。