张凯旗 李 晓* 王耀利张 翀程亚昊

(1.中北大学电气与控制工程学院，山西 太原 030051；2.中北大学南通智能光机电研究院，江苏 南通 226000；3.中北大学信息与通信工程学院，山西 太原 030051；4.中北大学仪器与电子学院，山西 太原 030051；5.中北大学微系统集成研究中心，山西 太原 030051)

THRU－校准板(射频电路板)是高速电缆精确电气特性(插入损耗、回波损耗等)的必要部件。随着高速串行链路的发展，对于THRU－校准板的需求越来越高。为了实现校准板与测量仪器的互连，连接器被广泛应用于高速串行链路测试中[1]。在各种类型的连接器中，边缘贴装连接器是最常见的选择。随着数据传输速率的不断提高，校准板必须能够在高频率下保持传输特性。然而，对于测试板边缘贴装连接器，连接器与校准板的过渡结构中容易出现不连续性。这种不连续性严重影响信号的传输性能，制约校准板的测试带宽。

目前，针对过渡结构的不连续性，用来提升校准板测试带宽和传输性能的方法很少，而且整体提高效果不明显。贲蓉蓉等人[2]在SMA 连接器与PCB过渡结构的信号完整性研究中，分析了焊盘大小与反焊盘大小对特征阻抗的影响。吴显发等人[3]研究了射频连接器的绝缘介质与微带板之间预留间隙对内导体与微带板之间焊接点热应力的影响。李海岸等人[4]在对转微带射频连接器的研究中，提出了通过添加绝缘子来提升传输性能的方法。宋凯旋等人[5]在射频连接器与微带线组件焊接过渡段的信号完整性研究中，改变反焊盘尺寸改善了0～12 GHz频段内的信号的质量，并提出一种通过提取链路电参数来分析过渡结构传输性能的方法。Marko Magerl 等人[6]通过测量各种类型连接器的特性，发现选择合适的连接器类型可以提升链路的测试带宽。王阔等人[7]提出一种带座弹片接触方式的测试夹具方案，可以满足不大于2 GHz 的射频性能测试。Wang 等人[8]提出减小焊接部分信号线的宽度有效补偿特征阻抗突变方法，在0～18 GHz 频段内提升组件的传输性能和信号完整性。纪锐等人[9]在对同轴连接器的研究中，分析了连接器接触表面退化对传输性能的影响。李凯等人[10]在对SMA 连接器的研究中，通过在连接器两端外接同轴导线，并对接触体与绝缘体之间空隙及接线处的空气间隙进行优化，改善了信号的传输质量。孙逊等人[11]通过引入空气同轴、线性微带渐变线两种补偿措施，在5 GHz～20 GHz 以内改善了同轴结构到微带线转接模型的传输特性。Hwang Chulsoon 等人[12]在对多层板SMA 发射结构的研究中，提出边缘电镀技术改善多层板返回路径不连续。以上研究基本只局限于频率在20 GHz 以下组件的传输性能。

本文研究了一种边缘贴装连接器过渡结构，提出了提高校准板测试带宽和传输性能的简单方法。通过理论分析过渡结构中返回电流路径不连续的原因，提出过渡结构底层添加焊料改善过渡结构不连续性的方法，然后为了进一步改善过渡结构中返回路径的不连续性，分析了边缘贴装连接器过渡结构中的波导结构，估算了波导结构的截止频率，提出了减少波导结构宽度提升测试带宽的方法，并对两种方案进行仿真分析和实验验证。结果显示，利用两种方案对过渡结构处理之后，极大提升了校准板的传输性能，使其测试带宽提升到40 GHz。

1 理论分析

1.1 信号返回路径

一般来说，每个独立的信号都有返回信号，并且都存在信号回流路径。PCB 设计者会花费大量的时间和精力对信号线的流动路径进行设计规划，对于返回信号则不处理，任凭信号随机寻找路径返回。因此，缺少对信号回流路径的控制是导致信号线完整性问题的一个基本原因[13]。

当信号电压施加到传输线入口的瞬间，信号路径和参考路径之间产生电位差，同时伴随着电荷的积累，从而产生电流，这类似于电容的充电。在信号向前传播的过程中，传输线上的各个位置依次重复这一过程，不断有电流产生。随着信号的传播，产生电流的位置不断前移。即使信号没有到达末端，或者即使末端开路，电流同样存在。

对于微带传输线，在信号线一端施加信号电压，外在的表现相当于信号电流从微带线一端流入，返回电流从参考平面流回。当信号电压施加在传输线入口的瞬间，传输线与参考平面之间形成电位差，同时伴随着大量电荷积聚，电荷移动产生电流，信号电流和返回电流共同形成完整的信号回流路径，微带线信号回流路径如图1 所示，其等效电路如图2所示。

图1 微带传输线电流返回路径

图2 信号路径等效电路

对于多层印制电路板的接地共面波导结构，返回电流既在信号线下流动，也在共面地平面内流动。随着频率的增大，返回电流越来越多地聚集在信号线下方，而不是在共面返回结构中流动。但是，当射频连接器安装在电路板焊盘上时，如图4 所示，校准板与连接器组成的过渡结构由于连接器与板边的接触为机械硬贴合以及一些实际操作的误差，连接器与电路板之间存在间隙，信号的接地层(电路板第二层)无法物理连接到连接器的外壳，通过共面地平面返回连接器外壳路径太远，电流通过共面地平面被分流导致相当高的阻抗，无法提供高频的电流返回路径，因此，返回电流集中从信号接地层边缘流向底层，并返回连接器外壳。如图3 所示为2.92 mm 射频连接器。

图3 2.92 mm 射频连接器

图4 过渡结构的返回路径示意图

如图4 所示，过渡结构的返回电流路径其实是不连续的，校准板与连接器外壳之间存在间隙，以至于返回路径出现断层。连接器外壳、间隙和底层PCB 相当于电容，类似电容充电过程，返回信号会继续向前传播到达连接器外壳。返回电流虽然可以返回连接器外壳，但是相比于连续返回路径，返回信号到达连接器的时间变长，并且还有部分信号从间隙处泄漏，最终导致信号的传输质量变差。为了提升信号传输性能，必须解决结构中这种不连续性。

根据造成不连续的原因，提出一种解决方案:在底部连接器外壳与固定块之间增加焊料。该方案是以焊料作为连接器外壳与校准板之间的纽带，为过渡结构填补了间隙，增加返回路径的连续性。

1.2 波导理论与λ/4 频率(截止频率)

为了进一步改善过渡结构中返回路径的不连续性，以矩形波导理论对其进行研究。

在多层板结构中，返回路径电流不可避免地流过平行板结构。通过连接每个平行板的通孔，该结构可视为矩形波导结构。波导结构的输入端位于安装连接器的板边缘，波导结构的其余三个边缘分别为两侧通孔壁和另一端安装连接器的板边缘。

在波导结构截止频率以下的频率范围内，只有消失模存在，波导内只有能量存储，没有能量传输。大多数电流通过最近的短路通孔，波导结构可被视为短路，并且不会发生电流返回路径失真。然而，在高于截止频率的频率中，电流返回路径转而向波导内，激励波开始通过波导传播，电流返回路径失真。因为波导结构是一个短端矩形波导，在λ/4 谐振频率(截止频率)处，畸变达到最大值。

如图5 所示为由平行板组成的波导结构，其两边为通壁。波导结构的截止频率由波导的宽度决定(宽度为a)。将从HFSS 模拟中提取的相位常数与理论值进行比较。在理论计算中，假设了一种理想的带PEC 壁的波导结构。如图6 所示，这种差异可以忽略不计，因此可以得出结论，在波导分析中，通孔壁可以被认为是良好的固体导体。

图5 波导结构截面图

图6 HFSS 模拟中提取的相位常数和理论值的比较

根据之前提到的电流返回路径，可以得到出现不连续的频率与波导结构的特性有关。在这一部分中，基于这一关系，利用矩形波导理论方程进行验证。

从返回电流路径的角度来看，由于嵌入在边缘贴装连接器过渡结构中的波导结构是短截线结构，因此当波导结构的电长度达到λ/4 时，进入该波导结构的阻抗将变为最大。随后，返回电流路径失真程度在λ/4 频率(截止频率)处也变为最大。根据矩形波导理论，其传输常数(相位常数)γ和λ/4 频率(截止频率)fr计算如下:

式中:εr表示波导结构相对介电常数，f为频率，c表示光速，a、b分别表示波导结构的宽度和高度(如图5所示)，m表示场量在波导宽边上变化半个驻波的数目，n表示场量在波导窄边上变化半个驻波的数目。

返回电流通过安装连接器的板边缘，激励波在波导结构以TEmn、TMmn模式传播。由于波导平行板之间的间隙通常很小，足以忽略沿垂直方向的变化，因此只需要考虑TEn0模式。此外，回流电流的分布相对于信号线的中心是对称的，因此波导中只有TE10模式传播，所以可以把式(1)、式(2)简化为:

式中:εr为相对介电常数，f为频率，c为光速。其余参数a和b分别为波导结构的宽度和长度。

注意，除了介电特性之外，只要板厚与目标波长相比足够小，仅有通孔壁间距对λ/4 频率(截止频率)fr有贡献，随着通孔壁间距的减少，波导结构的截止频率逐渐增大。因此，可以通过缩小通孔壁间距，来提升过渡结构的传输性能和测试带宽。

2 仿真分析

上一节从理论上分析了导致边缘贴装连接器过渡结构返回路径不连续的原因，并且提出了过渡结构底层添加焊料和缩小信号线两侧通孔壁间距两种改进方案。本节对两种方案的可行性进行仿真验证。

如图7 所示根据射频连接器与THRU－校准板的实际尺寸和材料参数，对其进行建模和有限元分析。

图7 校准板3D 模型示意图

校准板中射频连接器为罗森博格公司提供的2.92 mm 连接器，校准板为4 层板结构，第一层为信号线与共面地平面，第二层、第三层和第四层都为地平面，第一层和第二层之间为参考层，材料为Rogers4350B，厚度为0.254 mm，相对介电常数为3.48，第二层和第三层之间、第三层和第四层之间为介质层，材料为FR4，厚度分别为0.485 mm 和0.300 mm，相对介电常数为4.4，信号线宽度为0.52 mm。校准板上的导电通孔将射频连接器的固定块与校准板底层地平面相连，射频连接器的信号微针与微带线的信号线相连。模型的边界条件设置为辐射边界条件。频率扫描范围设置成0～40 GHz，求解频率为20 GHz。剖分网格为自适应网格。

2.1 过渡结构底层添加焊料

保证模型尺寸、材料参数不变，使用场求解器模拟连接器与校准板组成的过渡结构的电场分布，端口输入设置射频连接器同轴部分。如图8(a)所示为无焊料下过渡结构的电场分布，如图8(b)所示为有焊料下过渡结构的电场分布。从电场分布图可知，PCB 板第一层信号层、第二层接地层和连接器边缘的电场强度最强，过渡结构底层无添加焊料时，电场从间隙向外扩散；过渡结构添加焊料后，未发生这种情况。仿真结果表明:过渡结构底层添加焊料阻止信号泄漏，保证返回电流路径的连续。在此基础上，使用数值求解器仿真得到两种情况下的插入损耗。如图9 所示，在0～40 GHz 频段内，添加焊料下的S21参数值整体大于未添加焊料的下的S21参数值，尤其是频率在12 GHz～28 GHz 范围内S21参数整体提升1 dB 左右，但是两者还是在相同频率下出现了最大谐振点。表明添加焊料之后信号传输性能提升，证实了该方案有效。但是添加焊料后并没有影响过渡结构的最大谐振点，说明该方案并没有提升过渡结构的测试带宽。

图8 过渡结构电场模拟

图9 过渡结构底层有无添加焊料下的插入损耗

2.2 缩小通孔壁间距

在板厚和其他因素不变的情况下，减小通孔壁间距进行仿真分析。设置通孔壁间距为变量a，a分别为2.5 mm、3 mm、3.5 mm，得到仿真曲线。如图10 所示为在不同通孔壁间距下的传输常数，在0～40 GHz频段内，随着通孔壁间距的减小，截止频率向更高的频率移动，与理论理解相符，验证式(4)的正确性。

图10 不同通孔壁间距下的传输常数

如图11 所示，随着通孔壁间距减小，S21参数增大，S11参数减小，最大谐振点所对应的频率越来越大。当通孔壁间距为2.1 mm 时，除了某几个频率点以外，在0～40 GHz 频段内的S参数值均优于通孔壁间距为3 mm 和3.5 mm 下的S参数值。表明通过减小通孔壁间距来提升过渡结构的带宽是可行的，并且提升了其传输性能和匹配性能。

图11 不同通孔壁间距下的S 参数

3 实验验证

上一节针对过渡结构底层添加焊料与减少波导结构宽度两种方案已经进行了仿真分析，本节分别对两种方案进行实验验证。将过渡结构底层添加焊料记为方案1，减少波导结构宽度记为方案2。实验所需器件包括矢量网络分析仪、射频电缆和THRU－校准板等，实验在室温环境中进行，如图12 所示为THRU－校准板实际测试连接图。

图12 THRU-校准板实际测试连接图

对于方案1，实验测试两种THRU－校准板，如图13 所示分别为过渡结构底层添加焊料和未添加焊料两种情况，测试结果如图14 所示，在0～40 GHz频段内，底层添加焊料之后，S21参数均大于未添加焊料时的S21参数，S11参数均小于未添加焊料时的S11参数。并且S11参数值均小于－15 dB，S21参数值均大于－4.2 dB，相比未添加焊料时，S11参数整体提升5 dB 左右，S21参数最大提升2 dB 左右，测试结果表明:添加焊料提高过渡结构的匹配与传输性能，证明该方案可以解决电流返回路径的不连续性。

图13 2.92 mm 射频连接器底层有无添加焊料示意图

图14 过渡结构底层有无添加焊料下实测的S 参数

对于方案2，通过对通孔壁间距为2.1 mm、3 mm、3.5 mm 的三种THRU－校准板进行测试，得到如图15所示测试结果。由实验结果可知:在0～40 GHz 频段内，随着孔壁间距的减小，S21参数整体曲线趋于稳定，S11参数逐渐减小，最大谐振频率逐渐增大。由图15(a)可知，当孔壁间距为3.5 mm 时，在36 GHz 频率处出现共振，而当孔壁间距为2.1 mm 时，到40 GHz频率处也没有发生共振。测试结果表明:减小通孔壁间距可以提升过渡结构的测试带宽，进而提高校准板的匹配和传输性能，测试结果证实两侧过孔壁之间的距离越小，过渡结构的截止频率越高，这与理论分析一致。由于通孔布局的选择通常有限，因此减小波导的宽度是获得较宽带宽的更有效方法。

图15 不同通孔壁间距下的S 参数实测值

基于对两种方案的分析和验证，得出结论:分别应用两种方案对校准板进行处理，校准板的性能有明显改善。现在同时利用两种方法对THRU－校准板进行处理，在保证其他物理尺寸都不变的条件下，在过渡结构底部添加焊料，并且设置信号线两侧通孔间距为2.1 mm，进行实验测试，得到的实测结果与未做处理的测试结果进行对比，如图16 所示为处理前和处理后S参数的对比结果。测试结果可知:校准板经过处理之后，在0～40 GHz 频段内S21参数均大于－4 dB，S11参数均小于－13 dB，相比于未做处理的的校准板，S21参数整体提升3 dB 左右，S11参数整体提升15 dB 左右，测试结果表明通过过渡结构底层添加焊料和改变波导结构宽度可以将校准板测试带宽提高到40 GHz。并且极大地提升了校准板的传输性能。

图16 校准板处理与未处理的S 参数实测值对比

4 总结

文章研究了一种边缘贴装连接器过渡结构，通过分析电流返回路径不连续的问题，得出路径不连续是限制带宽的原因，然后提出底层增加焊料和减小通孔壁间距两种方案。通过仿真和实测证实方案的可行性。此外，利用两种方案同时对THRU－校准板进行处理，在0～40 GHz 频段内，相比于未做处理的的校准板，S21参数整体提升3 dB 左右，S11参数整体提升15 dB 左右，校准板的匹配和传输性能有了极大的提升，并且当通孔壁间距为2.1 mm 时，可以将带宽进一步增加到40 GHz。