丁 杰，尹华杰，赵世伟

（华南理工大学电力学院，广州 510641）

随着化石能源的日渐枯竭，新能源越来越受到人们的关注[1-2]。而以新能源为首的光伏板、燃料电池等电压较低，通常不高于50 V，为了逆变并网运行，需要将光伏板、燃料电池等的低压转换成高压，高增益DC/DC 变换器不可或缺[3-5]。

传统Boost 变换器由于增益有限且开关管的电压应力较大，无法应用在高增益场合。为此，国内外许多专家学者针对高增益变换器做了广泛的研究。文献[6-7]提出了变换器的级联来提高输出电压增益，但所用功率器件较多，且后级功率管的电压应力较高，使得这类变换器的效率、功率密度和可靠性较低；文献[8-9]利用开关电容、开关电感网络来提高电压增益，但随着电压增益的提高，功率器件成倍数增加，增加了成本，降低了变换器工作的可靠性；文献[10-15]利用耦合电感加倍压电容来提高电压增益，不仅能通过占空比调节电压增益，还能改变耦合电感匝比辅助调压，提高了变换器调节电压增益的自由度，但此类变换器不能实现输入输出的电气隔离。传统隔离型变换器除反激外，其他拓扑如正激、推挽、桥式等都是降压型变换器，要实现高增益变换，变压器匝比会很高，会导致变压器漏感增加，且输出侧整流二极管的电压应力较高，从而降低了整个变换器的可靠性和效率。

针对上述问题，本文所提变换器结合反激变换器元器件少、变压器变比调压和开关电容对电压增益提高的优点，既提高变换器输出电压增益和功率密度，又实现输入输出的电气隔离。开关电容的引入，一方面能够提高输出电压增益，降低功率器件的电压应力；另一方面还可以解决反激变换器工作在连续状态下输出二极管反向恢复问题，进而可以选择低压高性能的功率管来提高变换器的效率。

1 变换器的拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构

本文所提反激式隔离型高增益DC/DC 变换器电路拓扑及其等效电路如图1 所示。图1 中，n1/n2为理想变压器变比，Lm为变压器的励磁电感，Lk为原边漏感及副边折算到原边漏感之和。为了分析的方便，做以下假设：①所有器件均为理想器件，不考虑内部的寄生参数；②电容Cm1、Cm2、Co1、Co2的容量很大，以至于其电压纹波可以忽略；③励磁电感Lm工作在连续导通模式CCM（continuous conduction mode）。

图1 电路拓扑及其等效电路Fig.1 Topology of circuit and its equivalence

1.2 工作原理

该变换器在一个开关周期TS内共有6 个开关模态，每个模态主要工作波形、等效电路分别如图2 和图3 所示，主要工作过程如下。

图2 变换器的主要工作波形Fig.2 Main operating waveforms of converter

（1）开关模态Ⅰ[t0～t1]：如图3（a）所示，主开关管S 和二极管Dm1、Do2导通，箝位开关管Sc和二极管Dm2、Do1关断。变压器的励磁电感电流和漏感电流在Uin的作用下线性增加，同时副边绕组通过二极管Dm1给倍压电容Cm1充电，与倍压电容Cm2串联后给输出电容Co2充电。t1时刻，主开关管S 断开，进入下一开关模态。模态Ⅰ的方程为

图3 各种开关模态的等效电路Fig.3 Equivalent circuit in each switching mode

（2）开关模态Ⅱ[t1～t2]：如图3（b）所示，开关管S、SC和二极管Dm2、Do1关断，二极管Dm1、Do2、DSc导通。漏感电流在箝位电容Cc的作用下开始线性减小，变压器副边绕组由于漏感原因，二极管Dm1、Do2还会导通一段时间。t2时刻，副边漏感电流下降到0，二极管Dm1、Do2关断，Dm2、Do1导通，进入下一开关模态。模态Ⅱ的方程为

（3）开关模态Ⅲ[t2～t3]：如图3（c）所示，开关管S、Sc和二极管Dm1、Do2关断，二极管Dm2、Do1、DSc导通。在此开关模态下，励磁电感电流开始线性下降，漏感电流进一步线性下降。副边绕组通过二极管Dm2给倍压电容Cm2充电，同时和倍压电容Cm1串联给输出电容Co1、负载Ro供电。t3时刻，箝位开关管Sc导通，进入下一工作模态。模态Ⅲ的方程为

式中，Uo为输出电压。

（4）开关模态Ⅳ[t3～t4]：如图3（d）所示，开关管S和二极管Dm1、Do2关断，开关管Sc和二极管Dm2、Do1导通。在此开关模态下，漏感电流线性下降至电流反向。t4时刻，箝位开关管Sc关断，进入下一工作模态。

（5）开关模态Ⅴ[t4～t5]：如图3（e）所示，开关管S、Sc和二极管Dm1、Do2关断，二极管Dm2、Do1、DS导通。主开关管的体二极管DS导通将其两端的电压箝位到0，为零电压开通创造条件。t5时刻，主开关管S 导通，进入下一开关模态。模态Ⅴ的方程为

（6）开关模态Ⅵ[t5～t6]：如图3（f）所示，开关管S和二极管Dm2、Do1导通，开关管Sc和二极管Dm1、Do2关断。此时，开关管S 是零电压开通。t6时刻，也就是t0时刻，二极管Dm2、Do1关断，Dm1、Do2导通，进入下一开关模态。

2 变换器的性能

2.1 电压增益M

为方便分析，忽略开关模态Ⅱ、Ⅲ、Ⅴ、Ⅵ这4个短暂的开关过程。

根据励磁电感Lm的伏秒平衡可知

式中，D 为主开关管S 的占空比。

联立式（5）—式（8），得

式（11）忽略了漏感对电压增益的影响，考虑漏感后的增益表达推导过程如下详述。

由电容Cm1、Cm2、Co1、Co2的电荷守恒可知，二极管Do1、Dm1、Do2、Dm2的平均电流都等于输出电流Io。

简化后的主要工作波形如图4 所示。根据图4可知，当主开关管S 断开，箝位开关管Sc闭合时，副边绕组的电流峰值irpeak-discharge为

图4 简化后的主要工作波形Fig.4 Main operating waveforms after simplification

在此开关模态下漏感Lk的电压，电容Cm2的电压和电容Co1的电压分别为

式中：fs为开关频率；Io为输出电流。

根据图4 可知，当主开关管S 闭合，箝位开关管Sc断开时，副边绕组的电流峰值irpeak-charge为

在此开关模态下漏感Lk的电压，电容Cm1的电压和电容Co2的电压分别为

由式（8）、式（9）和式（12）—式（15）可得

式中，km=，其中Ro为电阻负载。

图5 给出了fs=50 kHz、Ro=500 Ω、N=2 时不同漏感Lk的变换器增益曲线。由此可见，随着漏感的增加，电压增益逐渐减小，且随着占空比的增加，漏感对电压增益的影响越来越明显；当占空比达到一定程度时，增益随着占空比的增加反而减小，在实际设计变压器时应考虑漏感对电压增益的影响。

图5 变换器的增益曲线Fig.5 Gain curves of converter

2.2 元器件电压应力

主开关管S 和箝位开关管Sc的电压应力US-stress和为

二极管Dm1、Dm2、Do1、Do2的电压应力为

由式（17）和式（18）可知，开关管、二极管电压应力都远小于输出电压Uo，可以选用低电压应力、高性能的功率器件来提高变换器的可靠性和效率。

2.3 软开关实现条件

开关管S 零电压导通的条件为：当开关管SC1断开时，漏感Lk储存的能量大于开关管S 漏源极间电容CS1中的储能，即要满足

2 个开关管的死区时间tdead要大于电容CS的放电时间且小于漏感电流下降到0 的时间，即要满足

由式（4）可知

2.4 性能对比

表1 为有源箝位反激变换器与本文所提变换器性能参数的对比。由表1 可知，本文所提变换器比有源箝位反激变换器多使用3 个二极管和3 个电容，但输出电压增益更高，开关管和输出二极管的电压应力更低且输出二极管不存在反向恢复问题，可使用低电压等级、高性能的功率器件来提高变换器的效率。

表1 变换器工作特性对比分析Tab.1 Comparative analysis of the operating characteristics of converter

3 实验结果与分析

为了验证所提变换器理论分析的正确性，搭建了一台额定功率为500 W 的样机，电路参数如表2所示。

表2 主电路参数Tab.2 Main circuit parameters

图6 给出了本文所提变换器的实验波形，其中图6（a）—（f）为负载Ro=500 Ω 时的实验波形，图6（g）为负载Ro=2 000 Ω 时的实验波形。图6（a）为M OS 管栅源极电压ugs与输入、输出电压，由图6（a）可知，当占空比约为0.63 时，实现了40 V 到380 V 的转化，避免了极限占空比的出现。图6（b）为变压器原边漏感电流i 的波形，与理论分析波形相同，进一步验证了理论分析的正确性。图6（c）给出了倍压电容Cm1、Cm2、输出电容Co1、Co2的电压波形，可知其电压实验值与理论计算值相同。图6（d）和（e）分别为二极管Dm1、Dm2和Do1、Do2的电压、电流波形，其电压应力与理论计算相同，且所有二极管都是零电流自然关断，没有反向恢复过程，提高了变换器工作的可靠性。图6（f）、（g）分别为重载和轻载时主开关管S 和箝位开关管Sc的电压、电流波形，由图6（f）、（g）可知，主开关管电压uS不到150 V，说明有源箝位电路有效地吸收并利用了漏感能量，且开关管S、Sc在重载和轻载时都实现了零电压开通，降低了开通损耗，提高了变换器的效率。

图6 所提变换器的实验波形Fig.6 Experimental waveforms of the proposed converter

图7 为输出电压理论增益曲线和实测增益曲线，由图7 可知，实测电压增益曲线与理论增益曲线几乎重合，在忽略误差的范围内，证明了理论计算的正确性。

图7 实测电压增益曲线与理论电压增益曲线Fig.7 Curves of measured and theoretical voltage gains

图8 为所提高增益变换器实测的效率曲线，由图8 可见，该变换器工作在150 W 时效率最高，为96.6%；满载（500 W）时效率为94.4%。

图8 效率曲线Fig.8 Efficiency curve

为了验证所提变换器相对于传统有源箝位反激变换器的优越性，搭建了一台有源箝位反激变换器的样机，样机参数为：变压器变比为N=80∶20，输出二极管Do型号RHRG75120/1 200 V，其他参数和表2 相同。当变换器工作在100 W 时，占空比约为0.7，效率为90.2%，输出二极管Do的电压和电流的波形如图9 所示，输出二极管Do的电压应力较高且漏感与二极管的结电容产生了谐振尖峰，当功率提高，尖峰会进一步上升。由于Do电压应力很高，加入RC 吸收电路又会带来非常大的损耗。高电压等级的二极管反向恢复性能较差，而有源箝位反激变换器不可避免地存在输出二极管反向恢复问题，因此传统的有源箝位反激变换器不适合用于电压高增益转换的场合中。

图9 有源箝位反激变换器输出二极管Do 的电压、电流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of output diode Do in active-clamp flyback converter

4 结论

本文提出了一种基于反激式隔离型高增益DC/DC 变换器，分析了该变换器的基本工作原理，推导了其增益表达式，并通过一台额定功率为500 W 的样机进行了验证。理论分析和实验结果表明，所提变换器有以下优点：

（1）结合了反激变压器变比与倍压电容对电压增益提高的优点，使得该变换器能够实现电压高增益的转换，同时也满足输入输出的电气隔离。

（2）增加倍压电容不仅能提高电压增益，降低功率器件的电压应力，还提高了反激变压器绕组利用率，从而提高了变换器的功率密度。

（3）解决了有源箝位反激变换器输出二极管与漏感的谐振尖峰问题。

（4）采用有源箝位电路吸收并利用了漏感能量，使得所有开关管实现了软开通，提高了变换器的效率和可靠性。

（5）所有二极管都是零电流自然关断，不存在二极管的反向恢复问题，提高了变换器工作的可靠性。