一种应用于光伏并网发电系统的新型双输入DC-DC 变换器

2022-04-19李洪珠刘飞扬李洪璠

电源学报 2022年2期

李洪珠，刘飞扬，李洪璠

（1.辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105；2.三亚学院理工学院，三亚 572022）

随着光伏发电、燃料电池等新型能源在并网发电系统中的广泛应用，高增益DC-DC 变换器成为电力电子领域的研究热点之一[1-2]。在光伏并网发电系统中需要将多个光伏电源并联在公共母线上，供给并网逆变器等直流负载使用；使用传统单输入直流变换器，其结构较为复杂且成本较高。采用多输入变换器代替多个单输入直流变换器可以简化电路，减低成本。因此国内外对应用于多输入DC-DC变换器进行了大量研究，并取得了较多成果[3-6]。

文献[7]提出了一种新型双输入变换器，可以实现输入电源的灵活切换，但其开关管较多；文献[8]提出了一种新型双输入Buck-Boost 直流变换器，但其电压增益较低；文献[9]提出了一种基于倍压单元的双输入变换器，简化了变换器结构，但其二极管数量较多。在变换器中应用变压器或耦合电感是目前研究的热点之一[10-11]。耦合电感高增益变换器具有电路结构简单，通过增加耦合电感匝比可以大幅度提高变换器电压增益的优点[12-13]。

通过对文献的研究结合耦合电感的优点，本文提出一种具有高增益低电压应力的双输入DC-DC变换器。该拓扑通过控制开关管的关断可以实现输入电源的接入和切除；通过改变耦合电感匝比提高变换器的电压增益，使其具有更宽的电压调节范围；应用三电平结构大幅降低开关管和二极管电压应力。给出变换器主要工作波形和等效电路，分析变换器主要性能。并通过实验验证理论分析的正确性。

1 变换器拓扑及工作模态分析

1.1 变换器拓扑

变换器拓扑如图1 所示，此拓扑由2 个上下对称的耦合电感Boost 变换器组成。一部分在上（电感L1、L2），另一部分在下（电感L3、L4），L1和L2、L3和L4均为正向磁耦合，三电平电容C1、C2串联并联在输出端。为方便分析，假设开关管和二极管为理想器件，忽略C1、C2上电压脉动，变换器工作在电感电流连续状态CCM（continuous conduction mode），不考虑耦合电感漏感的影响。

图1 耦合电感双Boost 拓扑变换器Fig.1 Coupled inductor dual-Boost topology converter

1.2 单输入工作状态分析

当变换器在只有一个输入电源时，其工作模式与带抽头的耦合电感Boost 电路工作原理相同，以Ui1作为单一输入源为例，一个周期共有2 个工作模态，主要工作波形及各模态等效电路如图2 和图3 所示。

图2 单输入模式变换器主要工作波形Fig.2 Main working waveforms of converter in singleinput mode

图3 单输入各模态等效电路Fig.3 Equivalent circuit in each single-input mode

工作模态1[t0～t1]：在t0时刻，开关管S1导通、S2关断；二极管VD1、VD2、VD4关断，VD3导通；电感L1开始储能，电流线性上升；电感L2的同名端电压为正，二极管VD1截止；电感L2、L3、L4中电流为0，电容C1通过二极管VD3为负载提供能量。

工作模式2[t1～t2]：在t1时刻，开关管S1关断、S2关断；二极管VD2、VD4关断；电感L1中的电流开始下降，电感L2的异名端电压为正，二极管VD1、VD3导通；耦合电感L1、L2和电源串联对负载供电，同时对电容C1充电，一直到t2时刻结束，进入下一个周期。

1.3 双输入工作状态分析

在双输入工作状态下，变换器存在开关管交错导通和同时导通与关断2 种工作模式[14]，且2 种模式的电压增益及应力相同。本文的理论分析采用交错导通控制模式，在此模式下，输出电压纹波较小，可以使用较小的滤波电容，减小电容体积。

在实际应用中为了达到所需要的电压增益，占空比D 一般大于0.5，因此本文以D>0.5 进行分析。开关管在交错导通工作模式时，变换器在一个工作周期内共有4 个工作模态，主要工作波形及各模态等效电路如图4 和图5 所示。

图4 双输入模式变换器主要工作波形Fig.4 Main working waveforms of converter in dualinput mode

图5 双输入模式各模态等效电路Fig.5 Equivalent circuit in each dual-input mode

工作模态1[t0～t1]：在t0时刻，开关管S1、S2导通，二极管VD1、VD2、VD3、VD4截止；电感L1、L3储能，电流线性上升，一直到t1时刻iL3达到最大值；根据耦合关系，电感L2、L4的同名端电压为正，电感L2、L4中电流为0；电容C1、C2串联为负载提供能量。

工作模态2[t1～t2]：在t1时刻，开关管S1导通，S2关断，二极管VD1、VD2、VD3截止，VD4导通，电感L1中的电流继续上升，电感L2中电流为0；耦合电感L3和L4与电源Ui2和电容C1串联对负载供电，同时为电容C2充电。

工作模态3[t2～t3]：在t2时刻，开关管S1、S2导通，电感L1、L3储能，电流线性上升，一直到t3时刻电感L1电流达到最大值，其等效电路和模态1 相同。

工作模态4[t3～t4]：在t3时刻，开关管S2导通，S1关断，二极管VD2、VD3、VD4截止，VD1导通；电感L4中的电流继续上升，电感L3中电流为0；耦合电感L1和L2与电源Ui1和电容C2串联对负载供电，同时为电容C2充电。一直到t4时刻结束，进入下一个周期。

2 工作性能分析

设L2与L1匝比为N1，L4与L3匝比为N2。

2.1 单输入模式电压增益

以Ui1为单一输入电源为例，在电感L1、L2全耦合情况下，根据磁路定理，电感量和匝数关系为

由于L1和L2为带中心抽头的耦合电感，因此模态2 时存储在电感L1中的能量一部分通过磁耦合关系由电感L2释放，另一部分通过电路连接关系由其自身释放，因此耦合电感可以等效为一个电感Leq1释放能量。推导耦合电感L1、L2的串联等效电感Leq1表达式为

由图2 所示，在开关管导通和关断时刻，电感L1的电流各有一个突变的过程，这个过程是2 个模态切换瞬间等效电感变化造成的。设L1在开关管导通前后时刻的电流分别为，在开关管关断前后时刻的电流分别为，根据电感能量守恒得到

模态1 的电压方程为

模态2 的电压方程为

由式（5）和式（6）可以得到

根据图2 可以得到

由式（3）、式（4）和式（7）、式（8），根据伏秒积原理可以推导得变换器电压增益表达式为

式中，D1为开关管S1的占空比。

同理可得，当Ui2作为单输入电源时，变换器的电压增益表达式为

式中，D2为开关管S2的占空比。

2.2 双输入工作状态电压增益

由图4 和图5 可见，变换器工作在交错导通控制模式下时，L1和L3在储能模态下各自独立，互不影响；在能量释放时，2 个输入电源和各自单元内的电感串联，同时给负载和输出电容供电；因此，电容C1、C2上的电压等于各自对应单元的输出电压。结合式（9）和式（10）得到交错导通模式下变换器电压增益为

由式（11）可以看出随着耦合电感匝数比N 的增大，变换器增益也增大。表1 为3 种双输入升压变换器电压增益对比，相较于传统变换器，本文提出的变换器电压增益较大。

表1 电压增益对比Tab.1 Comparison of voltage gain

2.3 变换器电压应力

2.3.1 单输入电压应力

当开关管导通时，二极管截止，二极管D1的电压应力为电感L2端电压和输出电压Uo之和，即

2.3.2 双输入电压应力

根据第2.2 节中的分析可知，双输入时开关管应力与各自单元中的输入电源电压有关，综合式（12）与式（13）可求出双输入时开关管和二极管电压应力，如表2 和表3 所示。对比可知，在双输入模式时虽然输出电压提高，但其开关管和二极管电压应力不变，只与各自单元中的输入电压有关。

表2 二极管电压应力对比Tab.2 Comparison of voltage stress in diode

表3 开关管电压应力对比Tab.3 Comparison of voltage stress in switching tube

3 漏感对电压增益的影响

为了方便分析，以开关管同时导通关断模式为例对漏感进行分析。工作波形及等效电路如图6 所示。根据变压器等效模型，变换器拓扑的等效电路如图6（b）、（c）所示，其中：Lk1、Lk2分别为两耦合电感单元折算后的漏感；Lm1、Lm2为两耦合电感单元励磁电感；分别为两耦合电感单元内电感耦合系数；iN1、iN3为耦合电感原边电流，iN2、iN4为耦合电感副边电流。由于2 个单元具有对称性，因此图6（a）仅给出了、iN1、iN2电流波形。

2 个耦合电感单元内的耦合系数分别为

由图6 可见，其工作方式与第1.2 节相似，因此不再具体描述。考虑漏感分压对变换器电压增益的影响，列写模态电压表达式。

模态1，根据图6（b）电感串联分压，可得励磁电感电压表达式为

模态2，根据图6（c）可以得到

图6 工作波形及等效电路Fig.6 Working waveforms and equivalent circuits

对励磁电感Lm1应用伏秒积平衡定理，可以得到电压增益表达式为

根据第2.2 节分析，可得工作在双输入模式下变换器电压增益表达式为

式（17）和式（18）表明，由于漏感的存在，降低了变换器的电压增益。电压增益随耦合系数K' 变换，设双输入模式时N1=N2=N=2，=K'，不同耦合系数电压增益曲线如图7 所示。随着耦合系数的减小，电压增益减少。

图7 不同耦合系数电压增益曲线Fig.7 Curve of voltage gain with different coupling coefficients

4 实验验证

为验证上述分析，搭建了实验样机，实验测试平台如图8 所示。实验样机参数如下：输入电压Ui1=Ui2=12 V，开关频率f1=f2=50 kHz，开关管交错导通相位差为180°，占空比D1=D2=0.6，电容C1=C2=50 μF，负载电阻R=55 Ω，各耦合电感匝比为1∶1，实际参数如表4 所示。

图8 实验平台Fig.8 Experimental platform

表4 电感实际参数Tab.4 Actual inductance parameters

图9 为开关管驱动波形，2 个开关管占空比均为0.6、相差180°导通。图10 为输出电压波形，输出电压约为95 V，约为输入电压12 V 的8 倍。图11为耦合电感电流波形，由图11（a）可明显地看出电流突变，电感L1和L3，L2和L4电流波形对称，相位差为180°，验证了第1.2 节的理论分析。图12 为开关管和二极管电压应力波形，可见开关管电压应力远小于输出电压。