林国庆， 占盆朋， 陈伟

(福州大学 福建省新能源发电与电能变换重点实验室，福建 福州 350116)

0 引 言

在当今提倡环保的大环境下，相对于白炽灯等传统照明光源，LED因具有使用寿命长、节能高效、环保无害且控制简单等优点而被广泛应用于各种场合[1-6]。

对于LED照明产品，其中最突出的是LED灯与LED驱动电源寿命不匹配的问题[7-10]。常用的LED驱动电源中都使用了电解电容来平衡两倍工频脉动功率，但是电解电容的寿命无法达到具有近五万小时工作时长的LED灯的使用寿命，而且温度还会严重影响电解电容的工作寿命，温度每升高10 ℃，电解电容使用寿命就会相应减半[11-12]。当LED驱动电源的工作环境温度过高时，内部电解质沸腾，将导致电解电容永久损坏。所以，为发挥LED灯的优良特性需要去除LED驱动电源中的电解电容，从而提高LED驱动电源的寿命和可靠性。因此对无电解电容LED驱动电源的研究具有重要的现实意义。

为了消除电解电容对LED驱动电源寿命的影响，现有技术可以概括为两种[13-14]：一种是在现有电路的基础上改进控制策略[15-19]；另一种是创新拓扑结构来平衡脉动功率[20-27]，从而去除电解电容。文献[15-16]通过在输入侧注入谐波电流来减小电容容值，但是注入谐波电流会带来功率因数降低的问题，因此不适用于对功率因数要求严格的场合。文献[17-19]基于LED发光强度与瞬时电流波形无关的特性，提出在输出侧采用脉动电流驱动LED的方案，可以有效减少输入和输出之间的功率脉动，降低电容容值，功率因数高，但是流过LED的电流包含的两倍工频分量会带来频闪，引发人眼视觉疲劳。

文献[20-21]提出在输入或输出侧并联双向变换器(bi-directional converter，BDC)， BDC的功率平衡电容缓冲了输入输出功率之差，电路的功率因数高，但相应的控制较为复杂。文献[22]以反激变换器作为主电路，与其他DC/DC变换器组合提出一系列无电解电容LED驱动电路，可以实现较高的功率因数，控制电路简单，易于实现，但是变压器漏感引发的电压尖峰问题仍然存在，需要增加额外的吸收电路，增加了电路成本。文献[23]在传统SEPIC型AC/DC变换器拓扑的基础上引入填谷电路来降低电容容值，但填谷电路电流存在畸变，会引起功率因数的降低。文献[24-25]通过在反激变换器的变压器上增加第三辅助绕组来实现功率分流，减少了开关管的数量，但磁性元器件数量较多，功率密度较低。文献[26]提出一种基于可控开关电容的单级无桥式无电解电容LED驱动电路，提升了电路效率，但是控制较为复杂，限制了其应用。文献[27]提出一种无电解电容buck-boost正反激LED驱动电路，磁芯利用率和效率高，但需要在输出侧额外增加一个电感来减小输出电流纹波，增加了电路成本。

本文在上述文献基础上，提出一种单级非隔离型无电解电容LED驱动电源，通过辅助功率平衡电路平衡输入功率和输出功率的脉动，从而减少输出电流的两倍工频纹波，通过增大辅助储能电容上的电压纹波进一步减小辅助储能电容的容值，因此可以使用小容量薄膜电容替代大容量的电解电容。辅助功率平衡电路可以在吸收变压器漏感能量、降低主开关管电压应力的同时，提高电路的效率。

1 无电解电容LED驱动电路结构与工作原理分析

1.1 电路结构

所提单级非隔离型无电解电容LED驱动电路结构如图1所示，主要由反激变换器和辅助功率平衡电路组成。反激变换器包含变压器T1、主开关管Sm和续流二极管Do，其中：反激变换器工作在电流断续模式(discontinuous current mode，DCM)，Sm的占空比基本恒定，可实现功率因数校正功能和恒流输出；辅助功率平衡电路由辅助开关管S1和S2、辅助储能电容Cs以及辅助二极管D1和D2组成，其中，S1和S2用于控制辅助功率平衡电路功率流动，抑制输出电流的低频纹波。

图1 单级无电解电容LED驱动电路拓扑结构 Fig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理分析

无电解电容LED驱动电路主要工作波形如图2所示，其中：ugsm、ugs1、ugs2分别为开关管Sm、S1、S2的驱动电压波形；vin、iin为输入电压和电流波形；pin、Po为输入功率和输出功率波形；vcs为辅助储能电容Cs两端电压波形，VCs为其平均值。电路分为pin>Po和pin

图2 电路主要波形图Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1)电路中所有器件均为理想器件；

2)由于开关管周期Ts远小于工频周期T，在开关周期Ts内将输入电压vin和辅助储能电容电压vcs视为定值。

1.2.1pin>Po时变换器工作模态分析

当pin>Po时，电路关键波形图如图3所示，其中：ip和is分别为变压器原边电感L1的电流和副边电感L2的电流；iD1和iD2分别为辅助二极管D1、 D2的电流。辅助开关管S2保持关断状态，控制辅助开关管S1将输入的多余能量储存在辅助储能电容Cs中。该功率条件下电路包含4个阶段，各个阶段的等效电路图如图4所示。

图3 pin>Po时电路关键波形图Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin>Po

图4 pin>Po时电路各模态等效电路图Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin>Po

1)(t0-t1)阶段：t0时刻，主开关管Sm、辅助开关管S1导通，辅助二极管D1承受反压关断，输入电压经整流二极管DR1～DR4变为脉动的直流电压，通过Sm对原边电感L1充电，ip从0开始线性增加，续流二极管Do承受反压关断，LED负载由输出滤波电容Co供能。ip与时间t的关系为

(1)

2)(t1-t2)阶段：t1时刻，Sm关断，D1承受正压导通，L1通过D1、S1给辅助储能电容Cs充电，ip从ip(t1)开始线性下降，Do保持截止状态，LED负载继续由Co供能。ip与时间t的关系为

(2)

在此阶段，为了保证pin>Po时输入的多余能量全部存入Cs中，Do需保持截止状态，因此整流电路输出电压|vin(t)|和辅助储能电容电压vcs(t)必须满足以下关系：

vcs(t)-|vin(t)|

(3)

式中：n=N1/N2，N1和N2分别为变压器原边绕组和副边绕组的匝数；Vo为输出电压。

3)(t2-t3)阶段：t2时刻， S1关断，Do导通，副边电感L2通过Do向LED负载释放能量，is线性减小。is与时间t的关系为

(4)

4)(t3-t4)阶段：t3时刻，is减小为0， Do截止，LED负载由Co继续供能。t4以后电路又重复上一个开关周期工作。

1.2.2pin

当pin

图5 pin

图6 pin

1)(t0-t1)阶段：t0时刻，主开关管Sm导通，输入电压经整流二极管DR1～DR4整流后，通过Sm对L1充电，ip从0开始线性增加， Do承受反压关断，LED负载由输出滤波电容Co供能。此处ip和时间t的关系与式(1)一致。

2)(t1-t2)阶段：t2时刻， Sm关断，L2通过Do向LED负载释放能量，L2电流线性减小。is与时间t的关系为

(5)

3)(t2-t3)阶段：t2时刻，is减小为0， Do截止，此时S2导通，辅助储能电容Cs通过辅助二极管D2、辅助开关管S2对L2充电，同时给LED负载供能。is从0开始线性增加。is与时间t的关系为

(6)

4)(t3-t4)阶段：t3时刻，S2关断，Do导通，L2通过Do向LED负载释放能量，is线性减小。is与时间t的关系为

(7)

5)(t4-t5)阶段：t4时刻，L2电流减小为0，Do截止，LED负载由Co继续供能。t5以后电路又重复上一个开关周期工作。

2 控制策略

为了去除电解电容，需要抑制输出电流的低频纹波。本文提出利用辅助功率平衡电路平衡瞬时输入功率与输出功率的差值，从而抑制输出低频电流纹波。根据瞬时输入功率和输出功率大小分以下两种情况进行分析。

1)pin>Po时，辅助储能电容能量的存储控制。

对应图2中[T/8,3T/8]阶段，调节辅助开关管S1的导通时间Δt2=t2-t1，将输入多余的能量存入辅助储能电容Cs中，避免负载获得过多的能量，从而抑制输出电流的低频纹波。

输出电流平均值表达式为

(8)

式中：Dm为主开关管Sm的占空比；Vm为输入电压的幅值。

由式(8)可以推导出工作在DCM模式的主开关管导通时间为

(9)

由于一个开关周期内副边电感L2中的电流平均值Is与输出电流平均值Io相等，结合式(4)和式(8)，可以求得副边电感L2的电流is下降至0的时间为

(10)

结合式(1)、式 (2)、式(4)、式(9)、式(10)可得辅助开关管S1导通时间为

(11)

由式 (11)可推导出开关周期中负载电流io和辅助开关管S1导通时间Δt2的关系式为

(12)

根据式(12)可知，为抑制输出电流纹波，使得io等于输出电流平均值Io，辅助开关管S1的占空比dS1应满足：

(13)

图7给出了dS1随时间t的变化曲线。可以看出，dS1(t)的图像近似于正弦曲线，因此控制辅助开关管S1的占空比大小按照正弦规律变化，就可以将输入超过额定输出所需的能量存储到电容Cs中。

图7 开关管S1占空比随时间变化曲线Fig.7 Relationship between the duty cycle of S1 and time

采用数字控制来给定开关管的占空比，设辅助开关管S1的占空比为

DS1=Kcha[N]。

(14)

式中：Kch为辅助开关管S1的占空比系数；a[N]为幅值为1的标准正弦变化数组。由于数组为离散数据，根据半个工频周期内pin>Po阶段的持续时间th和开关周期Ts，可计算出数组a[N]包含的整数数量为

(15)

当N从1到Na逐渐递增时，调节Kch值可以改变S1的导通时间，控制存入辅助储能电容Cs中的能量大小，从而抑制输出电流的低频纹波。

2)pin

对应图2中[T/8,3T/8]阶段，调节辅助开关管S2的导通时间Δt3=t3-t2，将存储在辅助储能电容Cs中的能量向负载释放，补偿输入对比输出不足的能量，从而抑制输出电流的低频纹波。

结合式(1)、式(5)和式(9)可得副边电流is第一次下降到0的时间为

(16)

为保证在输入电压范围内，辅助开关管S2的导通时刻始终为在副边电感L2的电流is第一次下降到0之后，结合式(9)和式(16)，辅助开关管S2的导通时刻TS2应满足以下条件：

TS2≥max(Δt1+Δt2)=

(17)

由式(6)可得到辅助开关管S2的导通时间为

(18)

由式(7)可得到副边电流is第二次下降到0的时间为

(19)

同理，开关周期内，副边电感L2电流平均值与输出电流平均值Io相等，结合式(16)和式(18)、式(19)可推导出负载电流io和辅助开关管S2导通时间Δt3的关系式为

(20)

根据式(20)可知，为抑制输出电流纹波，使得io等于输出电流平均值Io，辅助开关管S2的占空比dS2应满足以下的关系式：

(21)

图8为dS2随时间t的变化曲线。可见dS2(t)的图像近似于椭圆曲线，因此控制辅助开关管S2的占空比大小按照椭圆规律变化，就可以将存储在辅助电容Cs中的能量释放给负载，填补输入功率不足的部分。

图8 开关管S2的占空比随时间变化的关系曲线Fig.8 Relationship between the duty cycle of S2 and time

同样，设辅助开关管S2的占空比为

DS2=Kdisb[N]。

(22)

式中：Kdis为辅助开关管S2的占空比系数；b[N]为幅值为1的椭圆函数数组。与pin>Po情况类似，根据半个工频周期内pin

(23)

当整数N从1到Nb逐渐递增时，调节Kdis值可以改变S2的导通时间，控制辅助储能电容Cs释放的能量大小，从而抑制输出电流的低频纹波。

图9给出了所提电路的控制框图。通过采样输入电压瞬时值与电压有效值比较，判断输入功率pin和输出功率Po的大小。采样输出电流与给定参考值Io_ref进行比较，经过PI调节，由驱动电路输出驱动信号控制主开关管Sm工作，实现功率因数校正和恒流输出。通过采样电容Cs电压的平均值与给定的参考信号Vcs_ref比较，同样经过PI调节得到辅助开关管S1、S2占空比系数Kch、Kdis。当检测到pin>Po时，辅助开关管S1开始工作，整数N从1逐渐递增，则占空比DS1即可按照式(14)的规律变化；当检测到pin

图9 单级无电解电容LED驱动电路控制框图Fig.9 Control block diagram of the proposed circuit

3 参数设计

3.1 辅助储能电容设计

假设LED驱动电源的功率因数和效率均为1，当输出功率Po为定值时，根据瞬时输入功率和输出功率关系，可推导出辅助储能电容容量Cs和输出功率Po之间的关系以及辅助储能电容上电压vcs随时间变化的关系为：

(24)

(25)

式中：ΔVcs为电容Cs电压脉动值；Vcs_max为电容Cs电压最大值。

则辅助储能电容Cs的最小电压和平均值为：

(26)

(27)

根据式(25)～式(27)可绘制出辅助储能电容电压最大值Vcs_max、最小值Vcs_min、平均值Vcs和电容值Cs的关系曲线，如图10所示。

图10 Cs两端电压的最大值、平均值、最小值和其容值大小的关系曲线Fig.10 Relationship curve between the maximum、 average、minimum and capacitance value of the voltage across Cs

由式(24)可知，在输出功率Po为定值的情况下，增大Vcs和ΔVcs均可大大减小辅助储能电容Cs的容值，但此处电容电压的设定应保证：开关管电压应力不超过耐压值；满足式(3)的约束条件。

根据图10的关系曲线，最终选择辅助储能电容Cs为6.6 μF，Vcs_max=260 V时，辅助储能电容平均电压Vcs=228.3 V，最小电压Vcs_min=196.6 V，该最小电压可以保证pin>Po模态下辅助电容Cs充电回路正常工作。

3.2 电感设计

当变压器电感工作在DCM模式下，输入电流为

(28)

由式(28)可以看出，在DCM模式下，输入电流|iin(t)|可跟随输入电压|vin(t)|变化，因此为使单级无电解电容LED驱动电路始终能够实现功率因数校正功能，变压器原边电感的设计应保证其始终工作在DCM模式下。

1)pin>Po的情况。

为保证电路始终工作在DCM模式，在开关周期下，每个阶段的持续时间应满足以下关系：

Δt1+Δt2+Δt3

(29)

结合式(9)、式(11)和式(12)可知，原边电感L1必须满足以下条件：

(30)

2)pin

为保证电路始终工作在DCM模式，在开关周期下，每个阶段的持续时间应满足以下关系：

Δt1+Δt2+Δt3+Δt4

(31)

结合式(9)、式(17)～式(19)和式(21)可知，原边电感L1必须满足以下条件：

(32)

式中A(t)表示为

为保证在pin>Po和pin

4 实验验证

为验证本文所提方案的正确性和可行性，搭建了一台LED驱动电路实验样机，如图11所示。样机的主要参数如表1所示，参数设计满足电路工作在DCM模式以及式(3)的约束条件。主要器件选型：主开关管Sm、辅助开关管S1和S2的型号为FQPF10N60C；辅助二极管D1和D2、续流二极管Do以及整流二极管DR1～DR4均选用HER506。

图11 单级无电解电容LED驱动电路实验样机Fig.11 Experimental prototype of proposed LED driver

表1 样机的主要参数

图12为输入电压vin、输入电流iin、辅助储能电容电压vcs以及输出电流io的实验波形。可以看出，输入电压与输入电流基本同相位，电路具有较高的功率因数。输入电压在90～135 V的范围内变化时，辅助储能电容Cs两端电压为脉动电压形式，电压平均值稳定，平衡了输入功率和输出功率的差值，输出电流低频纹波均可降到20%以下，与理论分析一致。

图13为工频下，辅助储能电容电压vcs以及开关管Sm、S1和S2的驱动电压ugsm、ugs1和ugs2的实验波形。可以看出，pin>Po时主开关管Sm、辅助开关管S1导通，辅助开关管S2保持关断状态，电容Cs充电，存储多余的输入能量。pin

图12 无电解电容LED驱动电路主要实验波形图Fig.12 Main experimental waveforms of proposed circuit

图13 开关管驱动波形和电容电压vcs的实验波形Fig.13 Experimental waveforms of drivers and capacitor voltage vcs

图14和图15分别为pin>Po、pinPo时，主开关管Sm关断后，辅助开关管S2保持导通的时间内，ip下降，iD1与ip大小相等，电容Cs存储了输入多余的能量；当pin>Po时，主开关管Sm关断后，ip线性下降到0，辅助开关管S2导通，这段时间内ip线性上升，iD2与is大小相等，电容Cs释放能量，补偿了输出电流纹波。在两种模式下电路均工作在断续模式，实验结果与理论分析一致。

图14 pin>Po时主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

图15 pin

图16(a)和图16(b)分别为未加入辅助功率平衡电路和加入辅助功率平衡电路后主开关管Sm驱动电压ugsm以及开关管Sm漏极和源极两端的电压uds_m的实验波形。可以看出，加入辅助功率平衡电路后，在主开关管Sm关断后，辅助开关管S1仍然导通，辅助储能电容吸收了漏感能量，因此，变压器漏感引起的电压尖峰大大减小。

图16 开关管电压尖峰的对比实验波形Fig.16 Comparison of experimental waveforms of switching tube voltage spikes

表2为降低输出电流低频纹波ΔIo的对比实验结果。左边两列为未加辅助平衡电路情况下，使用不同滤波电容Co的实验数据；右边两列为加入辅助平衡电路后，固定输出侧滤波电容Co为8.8 μF，使用不同辅助储能电容Cs的实验数据。图17和图18给出了具体的实验波形。

图17 不同输出滤波电容Co的实验波形图Fig.17 Experimental waveforms of different Output filter capacitor capacitor Co

图18 不同辅助储能电容Cs的实验波形图Fig.18 Experimental waveforms of different auxiliary energy storage capacitor capacitor Cs

表2 降低输出电流低频纹波的对比实验结果

分析实验结果可知，未加入辅助功率平衡电路时，输出滤波电容Co增加至110 μF，输出电流低频纹波才降至20%以下；而加入辅助功率平衡电路后，当输出侧滤波电容Co为8.8 μF时，中间储能电容Cs的容值仅为12.2 μF，输出电流低频纹波便可低至20%以下，但随着Cs容值的增加，输出侧电流的低频纹波变化不明显。因此输出滤波电容和辅助储能电容均可使用小容量的薄膜电容替代电解电容，实现无电解电容的LED驱动电路方案。

图19(a)和图19(b)分别为单级无电解电容LED驱动电路功率因数、网侧电流THD和效率随输入电压的变化曲线，可以看出，在额定输入电压为110 V时功率因数为0.965，网侧电流THD为9.3%，效率为82%。输入电压在90～135 V的变化范围内，功率因数均大于0.95，网侧电流THD均小于13%，效率高于80.84%。

图19 功率因数、网侧电流THD以及变换器效率 随输入电压的变化曲线Fig.19 Variation curves of converter power factor, THD of grid-side current and efficiency with different input voltages

5 结 论

本文提出了一种单级非隔离型无电解电容LED驱动电源，在反激变换器的基础上通过增加辅助功率平衡电路来平衡输入功率与输出功率的差值，并且吸收变压器漏感引起的电压尖峰，从而抑制了输出电流的两倍工频纹波，减少了开关管的电压应力。实验结果表明，所提出电路方案在辅助储能电容为6.6 μF、输出滤波电容为8.8 μF时，电路功率因数可达0.95以上，输出电流纹波可以降至20%以下，因此，电路可以采用小容量的薄膜电容取代电解电容，从而实现了无电解电容化。由于仅有少量脉动功率需要经过辅助功率平衡电路进行二次变换，因而提高了电路的转换效率。