盛丽丽 曹卫平 梅立荣 张顺岚 林艺香 陆路聪

（1. 桂林电子科技大学 广西无线宽带通信与信号处理重点实验室，桂林 541004；2. 桂林航天工业学院，桂林 541004；3. 中国电子科技集团公司第五十四研究所，石家庄 050081；4. 通信网信息传输与分发技术重点实验室，石家庄 050081）

引 言

波束控制天线能够控制波束指向，实现一维或者二维的波束扫描、宽波束和窄波束的切换以及单波束和多波束的切换. 目前主流的波束控制系统采用相控阵天线和波控算法实现[1-6]，该方法在射频端加载T/R 组件，将射频信号转换到基带信号，再采用电路的方法调控馈源端信号的相位，具有波束灵活和辐射性能优秀的优点[7]. 由于该方法需要加载多个T/R 组件，当天线阵数目增加时，导致系统体积变大、成本提高，同时波控算法也变得复杂.

近年来，随着超材料理论的发展，尤其自数字超材料[8]被提出以来，超材料在天线中的应用得到了显著发展的同时也取得了很多成果[7,9-12]. 数字超表面具有低成本、易加工、易共形、低剖面、重量轻等突出优势，给波束控制天线提供了新的思路. 文献[9]采用空时编码超表面，同时实现了空间波束指向的控制和反射波谐波的控制. 但是该数字超表面属于反射型超表面，不适合应用在体积和重量受限的平台，而透射型超表面具有低剖面的优点. 文献[10]提出一种2 比特数字位的透射型可编程超表面，可实现多种传输方向图. 文献[11]将2 比特的透射型数字超表面置于阵列天线上方，实现了单波束和多波束的切换. 文献[12]采用多层型透射式编码超表面和平面透镜组合，实现了对天线辐射波束数量的控制. 以上三种透射型超表面[10-12]为无源超表面，缺乏一定的灵活性. 文献[7]提出一种基于电调超表面的透射型相控阵天线，所采用的电调相控表面不仅可以工作于反射模式也可以工作于透射模式. 天线单元由接收层、传输层、耦合层、偏置层组成，在耦合层上加载了两个PIN 二极管，改变PIN 状态能改变对应的电流方向，从而实现0°和180°两个透射相位状态的切换. 该天线能够实现E 面0°～60°的波束扫描，样机尺寸为5.3 λ×5.3 λ，体积仍然较大. 文献[13]提出一种用于人体躯干扫描的可编程超表面天线，将单层编码超表面置于开槽微带天线上方0.065λ 的高度. 每个超表面单元中放置4 个PIN 二极管，通过控制每一行和每一列PIN 的状态实现对透射波相位的调控，从而实现了E 面和H 面0°～±25°的扫描范围. 该天线具有低剖面的优点，但是馈电网络复杂，波束扫描范围有限.

本文基于单层数字超表面设计了一种低剖面波束控制天线，能够实现宽角度的波束偏转和宽窄波束的切换. 整个天线尺寸为1.3λ0×0.93λ0×0.13λ0，H 面波束偏转范围±45°. 该天线馈电网络简单、成本低，在大角度波束扫描天线和波束赋形天线领域具有一定的借鉴意义.

1 天线设计与分析

1.1 天线整体架构

馈源天线如图1(a) 所示，天线正面由中间辐射条带和对称的两边寄生条带构成，寄生条带引导电磁波向两侧辐射，利于实现较宽的3 dB 波束. 背面的金属地将电磁波反射回上半空间，利于上层数字超表面实现对波束的控制. 天线和超表面均采用FR4 介质基板，其介电常数为4.3，损耗正切为0.025，厚度为h=1.6 mm. 经优化得到的天线最终尺寸为：w0=32 mm，w1=2.5 mm，w2=7 mm，k0=65 mm，k1=22 mm，k2=20 mm，k3=6 mm.

图1 天线整体架构图Fig. 1 Overall structure of the antenna

如图1(b)天线侧视图所示，数字超表面置于馈源天线上方h1=8 mm 的位置. 具体结构如图1(c)所示，其中a=14 mm，d=2 mm，环的线宽为1 mm. 数字超表面由5×7 个双方环单元构成，在第1、2、3 和第5、6、7 列的单元中分别镜像对称地放置PIN 二极管，通过控制每一列PIN 二极管的偏置电压实现对天线波束的控制.

1.2 数字超表面设计

1.2.1 数字超表面单元设计

环形单元构成的超表面具有带阻特性[14]，而非对称的环形单元对不同极化的入射波具有不同的带阻频段. 为进一步研究非对称单元对不同极化入射波的响应，本文研究了如图2 所示的三种单元结构的特性，单元尺寸均为14 mm×14 mm，线宽1 mm. 单元A 为单方环结构，单元B 将单元A 沿y方向分成两个相等的矩形闭合环，单元C 由一个矩形闭合环和一个矩形开口环构成. 采用等效电路分析法，对于沿y轴极化的TE 波，三种结构沿y轴分布相同，故三种单元对TE 波的响应可用图3(a)所示的等效电路分析. 对于沿x轴极化的TM 波，由于三种单元沿x轴结构不同，其对TM 波的响应分别用图3 中的三种等效电路分析.

图2 数字超表面单元Fig. 2 The units of digital metasurface

图3 单元等效电路Fig. 3 Equivalent circuits of units

图3 所示的三种等效电路总阻抗分别为：

当总阻抗为零时电路处于谐振状态，此时由端口1 入射的信号无法传输到端口2，即电路呈带阻特性，单元A 和单元B 的带阻中心频率分别为：

比较式(4) 和式(5) 可知，对于垂直入射的TM波，单元B 的带阻中心频率高于单元A. 对于单元C，沿x轴的开口相当于引入一个电容，因此图3(c)中虚线所示的支路可等效为一个LC串联谐振回路而引入一个阻带，同时该支路与其他支路构成一个谐振回路，故单元C 呈现双带阻特性.

为验证三种单元的带阻特性，采用电磁仿真软件CST STUDIO SUITE 分别对三种单元进行仿真分析. 由图4(a)可知，当TE 波垂直入射时，三种单元的带阻中心频率相同，都在5.5 GHz 处. 由图4(b)可知，当TM 波垂直入射时，三种单元的带阻中心频率不同. 单元A 的带阻中心频率在5.5 GHz 处，单元B 带阻中心频率为8 GHz，单元C 则呈现双带阻特性，其中心频率分别在3.6 GHz 和8.5 GHz 处，这与式(1)至式(3)的分析相符.

图4 单元带阻特性Fig. 4 The stopband characteristics of units

1.2.2 数字编码的实现

根据不同单元对TM 波的透射率大小进行数字编码单元的设计. 由图4 可知当TM 波垂直入射时，单元C 呈现双带阻特性，而单元C 低频处的带阻中心频率对应的是单元B 的通带，故可根据此特性设计数字超表面编码单元. 为更清楚地描述数字编码单元特性，取图4 的低频段绘制成图5. 由图5(a)可知，当沿y轴极化的TE 波垂直入射时，由于单元B 和单元C 沿y方向的结构相同，故对TE 波响应相同，在3.6 GHz 处透射率均为0.6. 由图5(b)可知，当沿x轴极化的TM 波垂直入射时，在3.6 GHz 处单元B 的透射率为0.68，单元C 透射率仅为0.08. 这是由于单元B 和单元C 沿x轴结构分布不同导致. 故可根据单元对TM 波透射率的大小来构建1 比特数字编码超表面的 “0” 和“1”. 将对TM 波透射率高的单元B 编为“1”，将对TM 波透射率低的单元C编为“0”. 若在单元C 的开口处放置一个PIN 二极管，则单元B 对应PIN 二极管导通(ON)状态，单元C对应PIN 二极管截止(OFF)状态，如表1 所示.

图5 单元B 和单元C 的电磁响应Fig. 5 Electromagnetic response of unit B and unit C

表1 数字编码单元Tab. 1 The digital coding units

1.3 超表面高度h1 的确定

对于透射型数字超表面天线，超表面距离天线的高度h1应综合考虑辐射效率、剖面以及馈电网络对天线性能的影响这三大因素. 从剖面方面考虑，高度h1应尽可能小；从馈电网络方面考虑，若h1过小则数字超表面中的直流馈电网络势必会对天线的辐射性能造成较大的影响；从天线辐射效率方面考虑，数字超表面应位于天线的感应区，与天线共同构成辐射体. 综合以上因素，先将天线的感应区与菲涅尔区的临界点[15]作为h1的初始值，即

式中：L为天线的辐射边长度； λ为天线的中心频率对应的波长. 对于图1(a) 所示天线，辐射边长度为w0=32 mm，天线中心工作频率为3.6 GHz，故h1≤ 12 mm.为进一步研究超表面距离天线高度h1对天线性能的影响，当数字超表面所有单元设为“1”时，对h1进行仿真分析. 仿真结果如图6 所示，h1=6 mm 时，天线匹配性能受超表面影响较大，S11小于-10 dB 的绝对带宽仅为60 MHz；h1=12 mm 时，天线具有良好的谐振特性，带宽为110 MHz. 为了让天线尽可能保持低剖面，同时保持良好的辐射特性，最终取h1=8 mm.

图6 h1 对天线反射系数的影响Fig. 6 The influence of h1 on the reflection coefficient of the antenna

2 波束控制机理

2.1 PIN 馈电网络设计

在表1 所示的“0”单元开口处放置PIN 二极管，并对PIN 二极管进行直流馈电. 由于整个单元处于同一电位面，故采用双二极管形式. 所用的PIN 二极管型号为SMP1340-004LF，该器件内部集成了两个共阴极二极管，每个二极管导通和截止状态的等效电路如图7 所示.

图7 PIN 二极管等效电路Fig. 7 Equivalent circuits of PIN diode

馈电网络如图8 所示，其中黑色偏置线位于介质板正面，灰色偏置线位于介质板背面. 将单元所在电位面通过Via1 与介质板背面的高电平连接，二极管公共端通过Via2 与控制端连接. 当控制端置低电平时，两个PIN 二极管同时导通，对应表1 中的“1”

单元；当控制端置于高电平时，两个PIN 二极管同时截止，对应于表1 中的“0”单元. 为了尽量减少偏置线对超表面波束控制的影响，将背面的偏置线分别与单元的闭合线一端对齐，如图8 灰色线所示. 为了保持天线辐射波束始终往上半空间辐射，第四列所有单元都设置为“1”单元. 同时为了保持方向图具有对称性，左右两边的二极管放置位置呈镜像对称.

图8 带偏置网络的数字超表面Fig. 8 Digital metasurface with biasing network

2.2 波束偏转的实现

为研究波束偏转机理，本文以电磁波垂直入射为例对超表面调控电磁波的原理进行分析. 图9 展示了馈源天线辐射的电磁波垂直入射至数字超表面的情形，箭头粗细代表电磁波能量的大小. 由1.2.2 节的分析可知，在3.6 GHz 处，“1”单元对TE 波和TM 波都呈透射特性，透射率均为0.6，即大部分电磁能量能够透过数字“1”构成的超表面；“0”单元对TE 波的透射率为0.68，对TM 波透射率仅为0.08，即仅少量电磁能量透过数字“0”构成的超表面，大部分电磁能量被超表面反射回天线进行二次辐射. 因此馈源天线的辐射波束经过数字超表面后会朝“1”单元方向偏转. 根据该原理对数字超表面进行图10 所示的编码设计，从而实现对天线辐射波束的偏转.

图9 不同单元对电磁能量的透射Fig. 9 The transmission of electromagnetic energy by different elements

图10 波束偏转超表面的编码设计Fig. 10 Coding design of beam-tilting metasurface

为进一步研究数字超表面对天线的波束控制机理，对天线在3.6 GHz 处的三种状态对应的电场分布进行仿真分析. 状态一的电场分布如图11(a) 所示，在yoz面，电场在±y方向关于z轴对称分布，沿+z方向电场的场强最强，此时波束往正上方辐射，不发生偏转；状态二电场分布如图11(b)所示，沿+y方向的电场密度明显大于-y方向的电场密度，此时波束往+y方向偏转角度最大，为46°；状态三的电场分布如图11(c) 所示，沿-y方向的电场密度明显大于+y方向的电场密度，此时波束往-y方向偏转角度最大，为-46°. 三种状态对应的天线远场3D 方向图如图12 所示，与电场分布相对应，状态一时波束不偏转，状态二时波束向-y方向偏转，状态三时波束向+y方向偏转.

图11 状态一、二、三的电场分布图Fig. 11 The electric field distribution of state 1, 2 and 3

图12 状态一、二、三的3D 方向图Fig. 12 The 3D radiation patterns of state 1, 2 and 3

2.3 宽波束与窄波束的切换

根据馈源天线的辐射波束经过数字超表面后朝“1”单元方向偏转的机理，分别将数字超表面单元按照图13 所示的图案进行编码，则分别形成宽波束和窄波束. 其电场分布如图14 所示，当所有单元均为“1”单元时即状态四，上半空间电场分布较为均匀；当第1、2、3 和5、6、7 列都为“0”单元时即状态五，中间的电场密度大，两边的电场密度较小，此时超表面相当于对电磁波进行聚焦. 状态四、五的仿真3D 方向图如图15 所示，宽波束天线的3 dB 波束宽度为136°，峰值增益6.8 dBi；窄波束的3 dB 波束宽度为77°，峰值增益8.65 dBi.

图13 宽/窄波束超表面的编码设计Fig. 13 Coding design of wide/narrow beam metasurface

图14 状态四、五的电场分布图Fig. 14 The electric field distribution of state 4 and 5

图15 状态四、五的3D 方向图Fig. 15 The 3D radiation patterns of state 4 and 5

2.4 馈电网络对天线性能的影响

对于透射型数字超表面，直流馈电网络的设计非常关键. 其设计应满足两个要求[16]：1) 微波信号不能进入直流通路；2)直流通路不能对微波性能产生影响. 为达到第一个要求，如图8 所示，位于超表面介质基板正面的PIN 二极管通过两个金属通孔由背面的两条细金属线馈电；为达到第二个要求，超表面介质基板背面的两条细金属线分别与正面单元的闭合线对齐. 为进一步研究馈电网络对天线性能的影响，图16 对比了加载馈电网络前后超表面处于状态三时天线的反射系数. 可以看出，当超表面距离天线的高度h1取8 mm 时直流馈电网络对天线反射性能的影响较小. 图17 给出了3.6 GHz 处PIN 截止状态下的单元表面电流分布. 对比图17(a)和(b)可知，背面细金属线上的电流非常小，同时正面单元的电流分布并没有因馈电网络的增加而发生明显变化.

图16 馈电网络对天线反射系数的影响Fig. 16 The influence of biasing network on reflection coefficient of antenna

图17 PIN 截止状态下单元表面电流分布Fig. 17 The surface current distributions of unit

3 实测与仿真结果分析

为验证仿真结果，将馈源天线及数字超表面进行加工和测试，天线实物图如图18 所示. 采用50 Ω的SMA 接头对馈源天线进行馈电. 使用矢量网络分析仪对天线的反射系数进行测试，在微波暗室中测量天线的方向图.

图18 天线实物图Fig. 18 Fabricated antenna

3.1 五种状态的仿真与实测S11

由于PIN 二极管放置在超表面单元中，没有与馈源天线在同一个回路中，故当超表面单元中的PIN 二极管导通或者截止时，对天线的反射系数影响较小. 五种状态下的反射系数如图19 所示，天线中心频点为3.6 GHz，带宽为100 MHz，五种状态下的反射系数显示出良好的一致性，且测试结果和仿真结果吻合较好.

图19 不同状态下的反射系数S11 的仿真和测试结果Fig. 19 The reflection coefficients S11 of simulation and measuremen

3.2 仿真与实测H 面方向图

图20 给出了天线在3.6 GHz 处波束偏转的仿真和测试H 面方向图，实测天线的最大偏转角度为±45°，与仿真结果吻合较好. 由于受到测试仪器和测试环境的影响，实测方向图有略微的畸变. 实测和仿真的3 dB 波束宽度以及峰值增益如表2 所示.

表2 波束偏转天线性能Tab. 2 Performance comparisons of beam-tilting antenna

图20 状态一、二、三的H 面方向图Fig. 20 The H-plane patterns of states 1, state 2 and state 3

图21 给出了天线在3.6 GHz 处宽波束与窄波束两种状态的仿真和测试H 面方向图，沿径向的实线表示宽波束的3 dB 宽度，虚线表示窄波束的3 dB 波束宽度. 由于加工和测试环境等造成的误差，实测窄波束天线在0°附近与仿真方向图有略微偏差. 仿真与实测的3 dB 波束宽度和峰值增益如表3 所示，仿真与实测结果吻合较好.

图21 状态四、五的H 面方向图Fig. 21 The H-plane patterns of states 4 and state 5

表3 宽窄波束切换天线性能Tab. 3 Performance comparisons of width/narrow beam switching antenna

4 结 论

本文基于透射型数字超表面设计并实现了一种新型波束控制天线. 利用闭合双环和开口双环结构单元对TM 波的不同响应设计数字超表面，采用具有宽波束的寄生带天线作为馈源. 通过控制数字超表面中每一列PIN 二极管的通断能够实现宽角度的波束偏转以及宽窄波束的切换. 在中心频点3.6 GHz处，实测最大偏转角度为±45°，宽波束时的3 dB 波束宽度约为窄波束的两倍. 天线总高度仅为0.13λ0. 该设计方案在新型低剖面相控阵天线领域具有潜在实用价值.