北方工业大学信息学院 刘荣亮 戴 澜 孙海燕

近年来，随着TWS蓝牙耳机的广泛推广，消费类电子产品对低功耗的要求也越来越强，因此如何降低开关电源管理芯片的功耗成为热点研究领域，高集成度低功耗的开关电源管理芯片具有很高的理论和商用价值。本文采用新塘0.35μmBCD工艺进行电路设计，采用spectre仿真器对设计电路的直流工作点和瞬态工作进行验证。前仿和后仿结果表明芯片处于boost模式时可从1.8V至4.3V输入电压范围下实现升压功能，最大输出电压5V，最大峰值负载1V；轻载时功耗仅8μA，符合预期设计指标，有很好的应用前景。

目前，国家大力发展和支持集成电路产业发展，电源管理芯片作为电子产品的必须品，具有很高的理论和商业价值。国内目前电源管理芯片还仅停留在功能层面，针对高端电源管理芯片自主研发能力还较弱，电源管理芯片关键参数上相较于国际高端芯片还有差距，电源管理芯片由于不需要太先进的工艺，主流工艺平台是0.18μm CMOS工艺、0.18μm BCD工艺，在工艺上不会受到限制，在现阶段适合我国国情，因此大力提升电源管理芯片设计水平，在基础上提高设计能力，达到并超越国际领先企业的设计水平是非常重要且务实的。电源管理芯片目前主要研究方向在低功耗，高响应速度，和高转换效率方向，近些年来，国际顶级期刊ISSCC皆有大量关于电源管理芯片的相关论文发表，由此可以看出电源管理芯片尽管经过多年的发展，目前依然有很高的发展前景，各国科研人员对电源管理芯片的研究依然有非常高的热情。电源管理芯片作为模拟芯片中重要的组成部分，有很高的经济和研究价值。设计电源管理芯片需要对器件的各种效应和寄生有深刻的了解，对器件的safe operation area重点关注，对版图的防latch up有深刻理解，对各功能模块的抗干扰进行研究，设计出好的电源管理芯片才能使其他芯片发挥效果。本文在第二部分对DCDC转换器进行了原理分析并采用Ridley模型对电压模boost和峰值电流模boost进行了小信号建模，推导传递函数。在第三部分对该芯片所涉及的关键子模块进行理论推导，并进行设计，最后使用cadence spectre进行仿真，验证手工计算值的准确性。第四部分，从整体上对该芯片的功耗进行优化，与整体仿真，并绘制版图。第五部分，进行展望与总结。

1 boost拓扑建模

下面对boost拓扑进行详细分析并建立小信号模型，boost拓扑如图1所示。

图1 boost拓扑

晶体管M1以固定频率重复开关动作，由于晶体管M1的开关，在电感和二极管的公共端产生固定频率的方波，电感L和输出电容C形成滤波器在Vout端产生具有较小纹波的直流输出电压Vout。当晶体管M1导通时，输入电压Vin给电感充电，电感电流以Vin/L为斜率上升，二极管的阳极为低电平，等于电感电流与晶体管M1导通电阻的乘积，二极管的阴极电压等于Vout此时二极管形成反偏，电路由输出电容C1向外部供电。当晶体管M1关断时，由于电感特性，电感电流不能突变，电感产生与前一工作状态相反的感应电压，此时二极管D1的阳极电压高于输出电压Vout，二极管正偏，存储在电感中的能量为输出电容C1充电的同时给负载放电，电感电流斜率以(Vout-Vin)/L为斜率下降。当上述两个工作状态中电感储存的能量与电感释放的能量相等时电路处于平衡稳定状态。稳态电流波形如图2所示。

图2 稳态电流波形

对电路进行等效后得到等效电路如图3所示。

图3 小信号等效电路

对该图进行小信号推导可得以下公式：

2 关键模块设计

带隙基准源（bandgap）：带隙基准源利用PN结在不同电流密度时结压差具有正的温度系数，产生PTAT电流，叠加到负温度系数的PN结上构成零温度系数的电压，为各个电路提供基准电压。带隙基准源设计中，通常使用PNP管的Vbe代替PN结，对于双极型器件，其电流方程为：

其中VT为热电压，其值等于KT / q.Is为双极器件饱和电流，其表达式为：

由以上公式得出双极型晶体管的Vbe具有负的温度系数，两个工作在不同电流密度的双极型器件它们的Vbe之差具有正的温度系数，带隙基准电路正式利用以上正负温度系数电压叠加产生零温度系数电压。带隙基准电路如图4所示。

图4 带隙基准

R1、NM1、NM2、NM6、PM1构成启动电路，当带隙基准源脱离简并态后NM1导通关闭NM6，启动电路关闭，该带隙基准源由折叠共源共栅运放和PNP组成，运放保证INP和INN电压相等，产生PTAT电流，具有正温度系数的电流叠加到R3和Q3上产生零温度系数电压。经仿真该电路PSRR在1kHz频率下达到60dB，在-40℃-150℃温度范围内基准电压变化5mV，满足设计要求。

误差放大器模块：误差放大器采样输出电压信号，将其与带隙基准源产生的基准比较，并放大其差值。误差放大器是系统电压环路关键模块，其为系统提供增益保证系统反馈精度。误差放大器模块采用折叠共源共栅结构，运算放大器的两个输入端分别接Bandgap的输出和分压电阻的反馈端，电路采用两个PMOS管PM7和PM8作为差分输入对管，采用折叠共源共栅放大器可以提高放大器的共模输入电压范围，该运放的偏置电流NM2和NM3应该是PM4的1.5-2倍，保证每条支路始终有电流存在，提高响应速度。对该电路进行仿真该电路PSR在1kHz达到60dB。

3 芯片整体仿真与版图

该芯片的外围电路如图5所示，改芯片的外围电路极为简洁，仅需要一个2.2μH的功率电感L1，两个低ESR的贴片电容C1、C2其电容耐压6.3V，电容值为10μF，除此之外仅需要两个高精度的电阻采样R1、R2，由于该芯片的基准电压为1.2V因此R1、R2选取比例为3.2:1，由于在改芯片作为升压功能时，R1、R2相当于负载电阻，因此R1、R2应选取较大值，在仿真时分压电阻R1阻值为960kΩ、R2的阻值为300kΩ，此时仅R1、R2消化的电流为4μA，因此在此条件下，芯片本身消耗电流应小于16μA。该芯片采用0.35μmBCD工艺进行设计，在手工计算电路晶体管的宽长比后使用eda软件进行仿真验证。主要对该芯片的主要功能进行了仿真验证，从仿真结果看，该芯片功能正常，参数符合要求。整体电路如图6所示。

图5 误差放大器

图6 整体电路

在初始阶段芯片由bat缓慢上电，bandgap启动，boost启动后芯片开始switch，输出电压缓慢上升，从图7所示可以看出该芯片在启动阶段启动速度快，过冲非常小。图8所示是启动阶段过冲图的细节，从过冲细节可以看出该电路在启动阶段过冲仅3mV，不到千分之3。

图7 输出电压波形

图8 电感电流与SW波形

Boost模式下该芯片轻载时为PFM模式，图9所示为PFM模式时该电路的工作波形。

图9中粉色波形为输入电流波形，绿色波形为输出电压纹波波形，由粉色波形可知该芯片在noswitch状态下电流仅6.35μA电流，功耗及低，pfm模式时平均电流是noswitch时电流和switch状态下电流的平均值，在空载时noswitch时间远长于switch，因此平均电流接近noswitch状态。输出电压平均值4.91V输出电压在空载时也没有飘高，该电路控制模式在轻载时功能良好。

图9 PFM模式波形

使用新塘0.35μm bcd工艺绘制芯片版图，对于电源管理芯片的布局主要考虑以下极点：根据模拟和功率部分对该芯片进行区分布局，减小该芯片模拟部分受功率部分的干扰，使芯片工作更稳定。对于匹配性要求较高的模块不能放在芯片的边缘，不能靠近阱边缘。稳定保护采样的pnp靠近功率部分，达到能够快速进行温度保护的目的。

布局示意图如图10所示。

图10 布局示意图

根据以上布局思路，绘制该芯片的版图如图11所示。

图11 芯片版图

本文针对蓝牙耳机智能充电仓的应用，设计了一款具有高集成度，低功耗的电源管理芯片，其特点是继承度非常高，应用简洁，适合在较小空间下的应用。其具有非常低的功耗，因此适用于各种锂电池供电环境。该芯片的商用价值和理论价值都非常高。