宽电压输入单相非隔离逆变及模拟并网装置

2021-09-25林国汉颜金娥

湖南工程学院学报（自然科学版） 2021年3期

孙健，李智，林国汉，颜金娥

（湖南工程学院电气与信息工程学院，湘潭411104）

0 引言

根据国家能源局数据，2014-2019年，中国光伏发电累计装机容量逐年增长，新增装机容量增长速度趋势放缓.截至2020年6月底，中国光伏发电累计装机达到2.16亿千瓦.光伏并网逆变器是太阳能发电的重要环节［1-3］，光伏并网系统采用逆变器直接向电网输送功率［4-6］.

并网装置在保证高效率和高功率密度的同时也要求电源适应宽范围的电压输入［7-8］.传统的并网发电装置前级DC-DC拓扑结构是采用BOOST拓扑结构，其拓扑结构简单、变换效率高、控制策略容易，但适应的输入电压范围有限.当光源过饱和时，此时电压等级高，前级BOOST电路无法稳定母线电压.因此，此装置前级DC-DC拓扑结构采用四开关桥式拓扑结构，能够保证系统在阳光充足或阴影的情况下正常工作［9-11］.

与传统的隔离型光伏并网逆变器相比，非隔离光伏并网逆变器具有体积小、重量轻、效率高等优点［2］.在滤波方式上，与L和LC相比，LCL型滤波不仅具有较好的高频特性，也具有体积小、成本低，动态性能好及功耗低的优点［12-13］.

综上所述，本文设计了一套应用于光伏并网领域宽输入电压单相非隔离逆变及并网模拟装置，对其电压调整率、纹波进行了验证，并对并网后的电压、幅值和相位实时监控.

1 系统方案

根据光伏电池的电压工作特性，提出宽电压输入单相非隔离逆变及并网装置整体设计方案，具体如下：

1.1 电压特性分析

图1给出了光伏电池等效模型［6］.式（1）是与图1对应的光伏电池的I-U特性方程，其中Tc是电池内部绝对温度，upv是光伏电池输出电压，Id0是二极管饱和电流，q是电子电荷，A是二极管系数，k是波兹曼常数，n是串联系数.在实际应用中发现串联电阻Rs很小，而并联Rab却很大［14］.

图1 光伏电池等效电路图

根据以上条件在Matlab中搭建起光伏电池仿真模型，图2所示分别给出了电池的P-U及I-U特性曲线.由此基本特性曲线可知，光伏电池的输出特性有很强的非线性特征，因此需通过合理电路和控制策略，稳定输出电压.光伏电池的输出特性容易受到太阳光强弱、有无阴影、障碍物遮挡或者周围温度变化的影响.

图2 光伏电池特性曲线

1.2 总体框图

系统整体设计主要是由微处理器控制单元、DC-DC单元、DC-AC单元和并网单元组成，系统结构框图如图3所示.微处理器控制单元选用STM32F103RCT6为主控芯片，完成对直流单元和交流单元的控制，同时实现并网.DC-DC单元主要是由四开关桥式电路、IR2104驱动电路、直流电压检测电路等组成，能够支持宽电压输入，稳定直流母线电压输出.DC-AC单元主要是由单相全桥逆变电路、IR2110驱动电路等电路组成，实现逆变.交流电压和电流检测电路、过零比较电路等构成检测电路，实现交流量三要素的检测.

图3 系统结构框图

2 硬件设计

硬件电路主要是由DC-DC电路、DC-AC电路等组成.DC-DC电路采用四开关桥式拓扑结构.DC-AC电路采用全桥逆变拓扑结构.电路原理图包括四开关桥式单元、单相逆变单元、辅助电源单元、IR2104驱动单元、IR2110驱动单元、交流和直流检测单元、微处理器单元.

2.1 四开关桥式拓扑结构

四开关桥式BUCK-BOOST拓扑结构如图4所示.C1-4是输入侧滤波电容，V1-4采用IRF540N作MOS管，L1采用铁硅铝磁芯绕制电感，输出侧采用多个电解电容C5-6与独石电容C7-8并联，减少ESR.

图4 四开关桥式BUCK-BOOST电路原理图

原理分析：电路通过两路PWM驱动，有升压和降压两种模式.当输入大于输出，电路处于降压模式；输入小于输出，电路处于升压模式.第一路PWM控制V1，V2两个开关管，第二路PWM控制V3，V4两个开关管.处于升压模式时，第一路PWM给定固定占空比，第二路PWM通过对输入输出电压检测自动调节；处于降压模式时，第一路PWM通过输入输出电压检测自动调节，第二路PWM给定固定占空比.通过对两路PWM占空比的调控，达到最终升压或降压的目的.

升压模式占空比：图4中G1H端PWM占空比为DBUCK，G2H端PWM占空比：

式（2）中VDC_OUT为输出电压，Vin1为输入电压，DBUCK为固定占空比.

升压模式电感：

式（3）中f为开关频率，Io为最大输出电流，DBOOST为G2H端PWM占空比，占空比按照最小输入电压时计算：

式（4）中DBUCK为G1H端PWM占空比，但此路占空比是固定的，Vin1为输入电压.Vi1为电感L1左侧的线路上电压.

降压模式占空比：G2H端PWM占空比为DBOOST，G1H端PWM为：

式（5）中VDC_OUT为输出电压，Vin1为输入电压，DBOOST为固定占空比.

由此可知，在降压模式中，输出侧滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20%，输出侧滤波电感电流的脉动满足电感电流连续的要求，电感计算公式如下：

式（6）中DBOOST为G2H端PWM占空比，此路占空比是固定的，Vo为输出电压，DBUCK为第一路PWM占空比，Iom为最大输出电流，f为开关管频率.

两端的纹波主要由电感的纹波电流流过ESR引起.滤波电容C计算公式如下：

2.2 单相逆变拓扑结构

DC-AC电路主要是由全桥逆变电路、驱动电路和交流检测电路等组成.其中单相逆变电路采用LCL型滤波方式作为滤波电路.

全桥逆变采用改进式单极性倍频调制方式，单极性倍频调制方式具有输出波形谐波抑制好，输出波形脉动频率高而开关管的损耗并不增加等优势.桥臂V1和V2，V3和V4的驱动信号均为一对互补的SPWM波，逆变主电路如图5所示.

图5 逆变主电路图

微处理器产生SPWM，应该配置一定的死区时间，防止MOS管在同一时刻同时导通，导致MOS管发烫，甚至烧毁MOS管，此套装置死区时间控制在300 ns左右，此时逆变电压谐波最小，产生SPWM波如图6所示.

图6 4路SPWM图

如图7所示，为使滤波对称性更好，滤波电路采用LCL型滤波电路.LCL型滤波器，用来滤除开关频率和它邻近频带的谐波.影响滤波效果的参数主要是转折角频率ωn和阻尼比ξ［15－16］.设负载为电阻R，可得：

图7 LCL滤波电路原理图

选择SPWM逆变电源的输出LCL型滤波器的转折频率fn远低于开关频率fs，它对开关频率以及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用.在设计中开关频率fs=30 kHz转折频率为开关频率的1/10，即：

开关频率处的谐波通过LCL型滤波器后，有约40 dB的衰减.

最大谐波电流△ILmax可以用下式计算可得：

式中UDC_OUT为直流侧输入电压，结合上两式就可以选择出合适的电感电容参数值.

LCL型滤波Simulink仿真bode图8所示，截止角频率与理论计算值一致，由图可知LCL型滤波对高次谐波具有良好的滤波效果.

图8 LCL滤波器Simulink仿真Bode图

3 软件设计

软件设计主要介绍DC-DC控制策略和并网策略［15］.整体控制结构图如图9所示.此套装置以检测模拟电网的幅值、频率和相位为基准（以下简称三要素），同时检测并网装置的三要素，通过微处理器计算出并网装置和模拟电网三要素差值，通过电压差控制PWM占空比，从而控制母线电压；通过频率差控制SPWM载波频率；通过相位差控制SPWM取点位置，当并网装置和模拟装置的三要素调控在并网阈值范围内，闭合并网机构，实现模拟并网.

图9 整体控制结构图

3.1 直流电压控制策略

DC-DC控制策略如图10所示，直流电压控制策略的核心是当控制四开关桥式电路的PWM满量程输出时，判断此时并网装置电压与模拟电网电压的大小，切换直流电压调控的工作状态.

图10 直流电压控制策略图

直流电压调控有三种模式，分别为BUCK模式、BUCK_BOOST模式和BOOST模式.当并网输出电压高于电网电压时，切换为BUCK模式；当并网输出电压低于电网电压时，工作在BOOST模式；当PWM未满量程输出时，电路工作在BUCK_BOOST模式下，同时调节BUCK和BOOST占空比，控制直流输出电压.

3.2 交流量检测和并网控制策略

频率、幅值和相位检测与控制流程图如图11所示.微处理器外部中断口配置为上升沿触发，采用T法测并网装置和模拟电网的频率.以模拟电网的上升沿为基准，当逆变器相应上升沿来临时，计算模拟电网与逆变器上升沿时间差，换算为相位差；当上升沿来临时，按检测上一次的频率值记录，往定时器载入相应预装载值，开启定时器中断，完成电压峰值检测.

图11 频率、幅值和相位检测与控制流程图

并网控制策略实现交流幅值、频率以及相位调控.将检测的相位差换算成取点数，改变SPWM发点的位置，完成相位调控；比较电网与逆变器频率差，通过频率差计算出实际载波频率，改变输出频率，完成频率调控；以模拟电网电压为基准，通过专家式PID调控逆变输出幅值，实现幅值调控；当逆变电压与模拟电压频率偏差小于1%，相位差小于5%，电压波形失真度小于1%，控制并网机构，实现模拟并网.

4 实验结果与分析

为了验证理论分析，搭建了一台宽电压输入单相非隔离逆变及模拟并网装置，图12为实验装置俯视图.实验测试包括直流电压纹波、效率、负载调整率测试、并网频率、相位差、幅值检测和THD参数测量.

图12 实验装置图

4.1 直流电压测试

滤波电容470μF/50 V，电感310μH，调制频率为20 kHz，占空比为50%PWM.输入直流电压36 V，带负载10Ω时，输入电流1.4 A，输出22 V，输出电流为2.2 A.经计算，效率为96.03%.MOS管微烫，输出纹波较大，主要是由于线路电阻和线路电感选型影响以及测量装置和测量方法自身原因.测试直流电压纹波如图13所示.

图13 电压纹波波形图

接入负载，直流母线上的电压大于等于1 A时，输入直流电压在10～32 V范围内连续可调，观察并记录直流母线上的电压，测试结果如表1所示.

表1 直流电压测试（BUCK模式）

在使输出电流有效值大于等于2 A的条件下，输入直流电压在10～32 V范围内连续调节时，观察并记录交流输出电压的有效值，测试结果如表2所示.当电压低于14 V时，由于装置的低管驱动波形不正常，没有使其完全导通，导致效率较低.

表2 直流电压测试（BOOST模式）

性能分析：在直流母线上的直流电流大于1 A的条件下，接入直流电压10～32 V后，直流母线上能够输出稳定直流电压22 V；当输入电压在20～25 V波动时，直流母线上电压波动范围为0.4 V；在直流母线上的直流电流大于1 A的条件下，输出交流电压波形电压失真率为2%；在输出交流电流有效值大于2 A的条件下，输入电压波动15～32 V调节时，能够稳定输出交流电压有效值15 V；在输出交流电流有效值大于2 A的条件下，整机的效率为91%.

相比于传统BUCK_BOOST串联或并联拓扑结构，不仅减少了MOS管的数量，还提高了稳定性.与传统的隔离型光伏并网逆变器相比［16-17］，此装置具有体积小、重量轻、效率高等优点.实验数据如表3所示.

表3 传统宽输入电压拓扑与本文拓扑对比

本文逆变滤波方式采用LCL型滤波方式，与传统L型滤波方式相比，减少了电感的体积，LCL型滤波器相对于L型滤波器对谐波的抑制效果要好.在实际调试中靠近模拟电网侧的电感小于远离模拟电网侧的电感，对谐波的抑制作用更为明显，实验数据如表4所示.

表4 传统滤波拓扑与本文拓扑对比

4.2 并网调试

实现电压、频率相位同步后，系统带7.5Ω负载，模拟电网与逆变器稳定15 V交流电压输出.通过示波器检测逆变的波形与模拟电网的波形，电压波形图如图14所示.

图14 并网波形图

输入电压在21～36 V变化时，19.9 V稳定输出，宽输入范围内效率在93.5%以上.本文提出宽输入电压单相非隔离逆变及并网装置，MOS管个数明显减少，减少了开关损耗，提高了整机的效率.且采用电压外环、电流内环的控制策略以及对电压、电流的卡尔曼滤波提高了整机的鲁棒性［18-19］.最后逆变的滤波电容采用CBB电容，加大了装置的应力范围，减小了装置体积，提高了装置寿命.

模拟电网峰值为43.6 V，频率为49.85 Hz，占空比为50.63%，逆变器峰值为44.0 V，频率为49.81 Hz，占空比为50.29%，频率偏差为0.08%，电压偏差0.1%，相位差为0.05%，THD=1.2%，谐波含量如图15所示.并网电流实验波形与仿真波形基本一致，性能良好，优于传统设备，进一步验证了此套装置控制的可行性和有效性.值得注意的是，并网电压波形存在畸变，主要是由于模拟电网引入的谐波造成［20］.若期望减小谐波，可采用比例多重复数积分控制［21］，这里暂不做探讨.