殷冠贤， 朱铭炼， 谢晔源， 姚宏洋， 田杰

(南京南瑞继保电气有限公司，江苏 南京 211102)

0 引言

模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)具有有功和无功解耦控制、模块化设计、控制灵活、谐波小等特点[1—5]，能较好地改善电能的传输质量，在高压柔性直流输电领域得到广泛应用[6—7]。

目前，国内建设的柔性直流输电工程的MMC换流阀普遍具有高电压、大电流等特点[8—11]。MMC换流阀稳态运行时，通过桥臂的电压和电流都是直流量和交流量相互叠加[12—15]。因此，亟需开展检测换流阀应力及其运行可靠性的试验方法及装置研究。

IEC 62501[16]给出了试验对象和试验参数的要求，但是并未规定具体的试验拓扑。文献[17]提出小型化背靠背换流站等效试验方法，需要的子模块数量较多，增大了试验风险，且受到试验场地电源容量的限制。文献[18]和文献[19]分别提出2种子模块测试系统，但每次仅能测试1个子模块，试验效率不高。文献[20]提出一种MMC阀段对推试验拓扑或试验方法，采用了交流电压直接给定的控制方法，但是存在回路中电流的交流分量和直流分量难以解耦等问题，同时难以满足分别精确控制试验电流中直流分量和交流分量的需求。文献[21]提出一种H桥型MMC阀运行试验拓扑，需要4个桥臂电抗和1个负载电抗，还要提供高压直流补能电源，对于每桥臂包含12个模块、子模块电压2.4 kV的试验系统，直流补能电源输出的直流电压甚至高达28.8 kV。面对现今高压大容量柔性直流换流阀子模块电压可以达到3 kV以上的情况，需要直流补能电源输出的直流电压更高。

文中提出一种模块化多电平换流阀新型运行试验拓扑及其控制方法，直流补能电源只要输出1个子模块的电压即可，相比文献[21]的试验电路，电源输出电压无需随着电平数的增加而增加，并且电路只需要2个负载电抗。通过分析试验电路的运行机理，可以将控制对象的电压和电流参量由原来的交直流参量实时转化为纯交流参量，相比文献[20]的试验电路，无需提取直流量，简化了试验电路的控制。最后搭建了仿真模型进行验证，结果表明，提出的模块化多电平换流阀新型运行试验拓扑及其控制策略具有正确性和有效性。

1 MMC换流阀典型工况特性分析

MMC换流阀采用三相对称结构，共包含6个由若干个子模块组成的桥臂，上下桥臂通过电抗器连接，如图1所示。

图1 MMC拓扑Fig.1 Topology of MMC

国内柔性直流工程MMC换流阀基本采用最近电平调制 (nearest level modulation，NLM)，为了维持直流电压的稳定，MMC换流阀的3个相单元各自投入的模块数相等且为相单元模块总数2n的一半。上下桥臂端间电压的直流偏置电压为直流母线Udc的一半，且交流分量相位相反，三相具有对称性，以a相为例，上、下桥臂端间电压为：

(1)

式中：Udc为直流电压；uva为阀侧a相交流电压；upa为a相上桥臂电压；una为a相下桥臂电压。

在实际工程中，MMC运行时会投入内部环流抑制控制，理想情况下，直流侧电流平均分布至3个相单元，交流侧的每相电流均分至上、下桥臂，a相上、下桥臂的电流分别为：

(2)

式中：Idc为直流电流；iva为阀侧a相交流电流；ipa为a相上桥臂电流；ina为a相下桥臂电流。

理想情况下所有子模块的电压都是稳定的，但是电流通过桥臂时，会对相单元中各个子模块进行充放电，使得子模块电容电压存在一定程度的波动，而周期内相单元的能量保持不变。根据文献[22]的分析，令MMC换流阀的电流调制比为：

(3)

式中：Ia为交流侧电流有效值。

得到MMC换流阀稳态运行时上、下桥臂的子模块电容电压为：

(4)

式中：ucpi为上桥臂的子模块电容电压；ucni为下桥臂的子模块电容电压；Uc为子模块电容电压额定值；C为子模块电容的容值；Ea为相单元内部电动势有效值，由其大小由调制比决定；Ia为交流侧电流有效值；ω为角频率；β为upa和ipa的相位差。

可以看出，电容电压不仅含有直流量，还含有基频分量和二倍频分量，对换流阀的试验应考虑电容电压的波动特性。

2 换流阀新型运行试验拓扑

设计的MMC换流阀新型运行试验拓扑如图2所示，主要包含4个MMC阀段V1—V4，2个负载电抗器，1个直流补能电源和1个预充电回路。4个MMC阀段分别组成4个桥臂，每个阀段由m个子模块串联组成，左侧2个阀段组成左侧相单元，右侧2个阀段组成右侧相单元，4个桥臂的负端直接相连，连接线作为中性母线，2个上桥臂的正端通过电抗L1相连，2个下桥臂的正端通过电抗L2相连。

图2 换流阀新型运行试验拓扑Fig.2 New operation test topology of converter valve

预充电回路的开关Ky1、Ky2在试验系统解锁前合上，用于给4个阀段进行预充电，充电完成后开关Ky1、Ky2断开，即预充电回路退出。预充电电流要求低，只需要大于预充电时4个阀段中子模块的电子板卡维持低压空载工作所需的电流。根据试验经验值，4个阀段的预充电电流选择大于200 mA即可，为了节省预充电时间，一般选择1 A。

预充电回路退出后，开关Km1和Km2合上，直流补能电源的输出端与左侧相单元2个阀段最低电位的2个子模块的电容正负端分别并联，然后试验回路解锁运行，试验结束后，开关Km1和Km2断开。直流补能电源只要输出1个子模块的电压即可，与试验回路的阀段子模块个数无关，降低了试验回路对直流补能电源的电压需求。解锁后，与直流补能电源连接的子模块通过试验回路能量传递机理将能量补充至4个阀段剩下的4m-2个模块，采用工程上实际应用的均压策略，将阀段中所有子模块的电容电压排序。当阀段电流为充电方向时，投入电容电压较低的模块；当阀段电流为放电方向时，投入电容电压较高的模块。这使4个阀段所有子模块的电压保持基本一致，补充了试验系统的能量损耗，保证了试验系统的稳定性。

3 试验电路模型及运行机理

为了尽可能复现MMC换流阀实际运行工况的应力，遵循IEC 62501的考核标准，图2中试验拓扑的4个桥臂各自等效为1个交流电压源叠加1个直流电压源，左侧相单元等效为1个可控交流电压源，右侧相单元等效为1个可控交流电压源。为了保证电路的对称性，4个桥臂的MMC阀段完全相同，2个上桥臂回路和2个下桥臂回路中的等效电阻均为r0，2个负载电抗的电抗值均为L，等效电路如图3所示。

图3 运行试验拓扑等效电路Fig.3 Equivalent circuit of operation test topology

根据图3，理想情况下，左侧阀段V1电压u1和左侧阀段V3电压u3分别为：

(5)

式中：M为电压调制比。

根据图3和式(5)可得右侧阀段V2电压u2和右侧阀段V4电压u4分别为：

(6)

式中：i1为负载电抗L1电流；i2为负载电抗L2电流。

根据图3可知，中性母线电流id、左侧相单元电压uL和右侧相单元电压uR分别为：

(7)

定义2个相单元相间电流为:

icir=(i1-i2)/2

(8)

同时定义左侧相单元的虚拟直流电压UdcL和右侧相单元的虚拟直流电压UdcR分别为:

(9)

结合式(5)—式(9)，可得:

(10)

(11)

由式(10)可知，左侧相单元和右侧相单元均可以等效为1个纯交流电压源，2个交流源之间通过相间电流icir进行交流功率传输；由式(11)可知，中性母线电流id通过两侧相单元虚拟等效直流电源之间进行直流功率传输，理想情况下，id为纯直流，则式(11)可以修正为：

(12)

式中：Id为id的有效值。

结合试验电路的对称性，可以得到交流功率等效电路模型和直流功率等效电路模型，如图4所示。由图4可得：

图4 运行试验拓扑功率等效电路模型Fig.4 Power equivalent circuit model of operation test topology

(13)

式中：PdcL为左侧相单元吸收的直流功率；PdcR为右侧相单元发出的直流功率；pacL为左侧相单元发出的交流瞬时功率；pacR为右侧相单元吸收的交流瞬时功率；Icir为icir的幅值；h为整数，h=1,2,…；T为周期时间。

可以看出，右侧相单元提供了回路等效电阻消耗的直流有功功率，左侧相单元提供了回路等效电阻消耗的交流有功功率。由于实际运行时，回路的等效电阻r0非常小，当r0可以忽略不计时，在周期内左侧相单元吸收的直流功率等于右侧相单元发出的直流功率，左侧相单元发出的交流有功功率等于右侧相单元吸收的交流有功功率。

设2个相单元相间电流表达式为：

icir=Icirsin(ωt+β)

(14)

由式(7)和式(8)，结合式(14)可知：

(15)

4个阀段V1—V4发出的瞬时功率p1—p4分别为：

(16)

将式(5)、式(15)代入式(16)可得：

(17)

其中：

(18)

同理，可得：

(19)

其中：

(20)

可以看出，除去回路的等效电阻损耗，每个阀段与外界交换传递的交流有功功率均为Pvac，每个阀段与外界交换传递的直流功率均为Pvdc，理想情况下，阀段内部的能量在周期内保持平衡，即Pvac=Pvdc。需要注意的是，瞬时功率p1—p4中含有的基波分量和二倍频分量在周期内积分为零，不参与阀段之间的有功功率交换，只参与子模块电容的充放电过程，子模块电容电压的波动与此相关，这和MMC换流阀在实际运行工况时的电容电压波动特性一致。阀段的充电功率在周期内积分为零，从而保持阀段能量的平衡，各子模块的电容电压的平均值不变。

由式(13)可以得到回路等效电阻的损耗为：

(21)

系统处于稳态平衡状态时，Wr由补能电源充电补充，补能电源的充电电路模型如图5所示。基于电路的对称性，某个时刻阀段V1—V4所投入的子模块个数均为j=1,2,…,m。

图5 补能电源的充电电路模型Fig.5 Charging circuit model of voltage source

试验采用工程上实际应用的均压策略，使4个阀段所有子模块的电压保持基本一致。由图5可知，当系统平衡，与补能电源并联的子模块投入时，其电压uc1与2个上桥臂或2个下桥臂正投入的其他子模块串联部分的电压相等：

(22)

式中：uc1j，uc2j，uc3j，uc4j分别为阀段V1、V2、V3、V4的各个子模块电容电压。

当uc1小于补能电源电压时，补能电源向与之并联的子模块和损失有功功率的右侧相单元补充能量，右侧相单元发出的直流有功再将能量补充至左侧相单元。

假设充电电流有效值为Ich，补能电源的电压等于Uc，其充电功率为：

(23)

由于回路的等效电阻r0非常小，所以需要的补能电源的容量较小。

4 试验电路控制

当左侧相单元向右侧相单元输送交流有功功率时，左侧相单元的子模块电容能量减少，右侧相单元各个子模块的电容能量升高，右侧相单元的虚拟直流电压比左侧相单元的高，从而在回路中产生直流电流分量，引起右侧相单元向左侧相单元输送直流功率。此时左侧相单元的子模块电容能量增加，右侧相单元的子模块电容能量减少，同时，补能电源对电路的杂散损耗进行补充，稳态运行时两侧相单元交换的能量达到平衡状态。

若忽略回路的等效电阻r0，当两侧相单元的能量交换达到平衡状态，两侧相单元交换的交流有功功率等于交换的直流功率，2Pvac=2Pvdc，即：

(24)

左侧相单元电压uL和右侧相单元电压uR均为纯交流电压，结合之前分析的有功功率流动和交流功率与直流功率的关系，可通过调节uL和uR的幅值和相位差来精确控制试验回路中为纯交流的相间电流icir。

(25)

式中：UL为uL的幅值；UR为uR的幅值；ε为uL和uR的相位差。

文献[23]给出了MMC换流阀的电流调制比k与MMC换流阀的电压调制比M的关系：

(26)

根据实际工程中MMC运行时交流侧的每相电流均分至每相上下桥臂，试验取相间电流icir为实际MMC换流阀的交流侧电流的一半，即：

(27)

将式(26)和式(27)代入式(24)，得：

(28)

将式(27)和式(28)代入式(15)，得：

(29)

比较式(29)和式(2)可以看出，通过调节纯交流电压uL和uR的幅值和相位差，控制试验回路中为纯交流的相间电流icir即可得到与实际工程中通过MMC换流阀一致的交直流电流。

试验回路的特性可以将控制对象的电压和电流参量由原来的交直流参量(阀段V1—V4的电压u1—u4和阀段电流i1，i2)实时转化为纯交流参量(uL，uR和icir)，无需提取分离直流分量，简化了试验电路的控制。

比较式(29)和式(2)、式(5)和式(1)可以看出，试验回路的MMC阀段与实际工程的MMC阀段的电压、电流应力特性和等效性是一致的。

5 仿真验证

为了验证提出的模块化多电平换流阀新型运行试验拓扑的正确性和有效性，搭建了EMTDC模型进行仿真与分析。

图6 MMC阀的仿真波形Fig.6 The simulation waveforms of MMC valve

图6(a)给出了阀段电压u1和u3、电抗器电流i1和i2、相单元电压uL、相间电流icir和中性线母线电流id的仿真波形。由图6(a)可以看出，阀段电压为交直流复合量，阀段电压为1个7电平的交直流复合阶梯波(调制比为0.85)，直流电压偏置约为mUc/2=9.24 kV；相单元电压为对称的纯交流量，相单元电压为1个7电平的纯交流阶梯波(调制比为0.85)，阀段电压和相单元电压的单个阶梯电平电压均为单个模块的电压(约为2.31 kV)；左侧相单元电压和相间电流同相位，为整流状态，则右侧相单元为逆变状态；阀段电流(即电抗器电流)为交直流复合量，从图6(a)和图6(b)电抗器电流i1的傅里叶分析可以看出，阀段电流直流分量Id/2=1.066 kA(即中性线母线电流的一半)，阀段电流基频分量峰值Icir=2.61 kA(即相间电流峰值)，仿真得到的阀段电流与实际工程MMC换流阀电流偏差<1%，将仿真参数和仿真结果代入式(2)，对比图6(b)阀段电流的傅里叶分析，可以看出，阀段电流的仿真结果与式(2)表示的实际工程MMC换流阀的桥臂电流较为一致。

由于4个阀段具有对称性，以阀段V1为例，子模块电容电压如图7(a)所示，波动的范围为2.09～2.54 kV，相应的波动率为-9.52%～9.96%，和工程设计的经验值±10%基本一致；子模块电容电压经过傅里叶分析，得到子模块平均电容电压的谐波畸变率ηTHD,uc,如图7(b)所示，其中基频电压幅度为6.63%，二倍频电压幅度为1.82%，可以看出，子模块电容电压不仅含有直流量，还含有基频分量和二倍频分量，与式(4)表示的实际工程MMC换流阀的子模块电容电压分析结果较为一致。子模块中的绝缘栅双极晶体管(insulate-gate bipolar transistor，IGBT)的开关应力不仅和电压、电流相关，还和开关频率有关，仿真模型采用与实际工程一致的阶梯波调制方式和子模块电容电压平衡策略，通过改变子模块电容电压平衡策略的环宽，来调节IGBT的投切频率，图7(c)为子模块端口输出电压，可以看到，周期内子模块投入基本为3次，对应的IGBT开关频率为150 Hz左右，接近实际工程中柔性直流换流阀中子模块的IGBT开关频率。

图7 阀段V1子模块电容电压仿真结果Fig.7 Simulation results of sub module capacitor voltage of valve section V1

6 结语

面对现今高压大容量柔性直流换流阀的发展和单个子模块电压逐步提高的应用情况，在结合换流阀应力及其运行机理的分析基础上，提出一种模块化多电平换流阀新型运行试验拓扑及其控制方法，降低了补能电源的电压和容量需求，直流补能电源只要输出1个子模块的电压即可，无需随着电平数的增加而增加，扩展了试验的灵活性。建立了该试验拓扑的电路模型，阐述了其运行机理和补能机制，同时试验回路的特性实现了可以实时将控制对象的电压和电流参量由原来的交直流参量实时转化为纯交流参量，无需提取分离直流分量，简化了试验电路的控制。从仿真结果上来看，试验回路的MMC阀段和实际工程的MMC阀段的电压、电流应力和开关特性等具有较好的等效性。结果表明提出的模块化多电平换流阀新型运行试验拓扑及其控制方法具有正确性和有效性。

高压大容量柔性直流换流阀普遍具有高电压、大电流等特点，随着其工程应用的普及，更高电压等级和更大容量的换流阀检验方法将成为今后的研究方向，特别是高压大容量换流阀在故障工况下的暂态应力考核等。