刘治

(河南科技大学电气工程学院,河南 洛阳471003)

1 概述

新能源汽车、家用电器、大功率电源等领域的迅猛发展对功率变换器的体积、重量、功率密度等提出了更为严苛的要求，如何在减小体积、重量的同时提高功率密度和效率，已经成为电力电子技术发展的主流趋势[1]。当电力电子元器件工作在高频状态下时，能够减小每周期内无源元件所需存储的能量，有效减小其数值与体积，提高系统的功率密度[2]，但是对于开关型功率变换器而言，较高的工作频率意味着较大的开关损耗以及驱动损耗，这使得变换器的效率降低。高频谐振转换器是近些年来国内外发展起来的一种应用电路，与传统的工作在硬开关模式下的普通Buck/Boost电路相比，它基于单管驱动的方法，可工作在零电压开关（ZVS）模式实现软开关状态，在开关损耗低的同时可以让转换器输出的电压纹波更小[3]。

2 设计原理

本文设计的Class-E类谐振变换器由谐振逆变器和半波整流器两部分构成，图1为其拓扑结构。其中Lin和Cp构成并联谐振网络，Lr和Cr构成串联谐振网络，二者组成的调谐网络保证良好的输入输出阻抗匹配，使得功率最大效率的传输到输出侧。S为氮化镓类开关管，D1和D2两个二极管构成全波整流，Co为滤波电容，Rout为负载电阻[4]。

图1 cla s s-E谐振转换器拓扑

正弦的谐振电流表达式[5]为

其中IR是振幅，ø是初相位。

氮化镓开关管S的漏极电压表达式为

进一步化简可得

理想的零电压开关（ZVS）需要满足的关系式为

理想的零电流开关（ZCS）需要满足的关系式为

为解决传统模型对时域扫参法的依赖，本文提出的频域设计模型将Lin、Cp看做一个并联调谐网络，其谐振点的设计应位于低频处，将Lr、Cr看做一个串联调谐网络，其谐振点设计应接近但低于开关频率30MHz的频点,这样可以保证开关大信号在开关频率处无阻传输。根据该设计方法，本文确定基本设计参数如表1所示。

表1 设计参数

依据上述的拓扑结构及各元器件参数，在PSIM中搭建了仿真电路，在得到的时域仿真图中观察开关漏极电压波形和整流器两端电压波形如图2所示，可以明显看出二者没有交叠区，即表明本文设计的电路在超高频（VHF）下可以保持ZVS工作状态。

图2 开关漏极电压V(1)、整流器两端电压V(2)及开关管电流I(MOS)波形

3 对比试验

为验证频域分析的有效性，在以上仿真设计工作完成后又增加两组对比试验。第一组实验在其余元器件参数不变的情况下，改变输入电压的幅值，记录在10V、12V、14V、16V、18V、20V时对应输出功率的大小，同时测量开关管漏极处的电压大小；第二组在固定输入电压为15V及其余元器件参数不变的情况下，改变Lr、Cr的值，使其谐振频率保持不变，观察输出功率的变化。图3为改变输入电压时对应的开关管漏极处电压值，其中波形幅值由高到低依次对应输入电压为20V、18V、16V、14V、12V、10V。图4为改变输入电压时输出功率的变化情况，图5为Lr/Cr不同时开关管漏极处电压大小，图6为Lr/Cr不同时输出功率的变化情况。实验发现，输出功率与输入电压可保持良好线性关系，谐振电感电容微小变化对ZVS开关性能影响不大。

图3 对比试验1波形

图4 对比实验1结果

图5 对比实验2波形

图6 对比实验2结果

两组实验数据结果显示Class-E谐振转换器满足输入输出的线性关系同时在给定调谐网络的谐振频率后元件的值可自由设定，无需依赖传统依据经验公式的扫参方法逐个调节元件值，进一步验证了频域思想设计方法的有效性。

4 结论

经过对Class-E谐振变换器的设计及仿真分析，验证了其在高频下工作时的稳定性及可靠性，ZVS模式也使得开关损耗降为较低的数值，同时引入的串联调谐网络和并联调谐网络使该拓扑结构不必依赖于经验公式来逐一调节元器件参数。本文提出的模型确实可应用于设计高频功率变换器，在家用电器、大功率电源电池等领域有着一定的助益。