张绪 ，嵇保健 ，2，李俊

（1.南京工业大学电气工程与控制科学学院，江苏 南京 211816；2.南京理工大学自动化学院，江苏 南京 210094)

随着光伏、风能等可再生能源发电的普及，人们对电能变换的效率、质量要求也越来越高，环境变化对可再生能源发电影响较大，发电电压容易随着环境的波动而波动，这就对功率变换器的输入电压范围适应性提出了较高要求[1-2]。

变结构技术为扩宽输入电压范围提供了一种新的思路，变换器可根据输入电压的不同，切换到不同的结构工作。为了使变换器对输入电压适应性更强，文献[3]不惜以增加电路复杂程度为代价，提出将移相全桥变换器和推挽结构混合，通过对输入电压进行检测，让其根据不同输入电压，以不同的拓扑工作；文献[4]为了使变换器具有更宽的输入电压，在传统拓扑结构上增加了功率器件和冗余电路，虽然实现了扩宽输入电压的目的，但是电路结构变得复杂，控制难度也大幅度增加。

匝比变换方案属于变结构方案中比较简便的一种，其最明显的优点在于器件增加少，控制方便，且该技术可应用在多种隔离型变换器中以适应宽输入电压范围。有源钳位正激变换器是一种非常典型的隔离型变换器，在中小功率领域应用广泛。为进一步优化该变换器，减小原边器件应力，文献[5]提出一种在输入电压较高时也能稳定工作的三开关有源钳位正激变换器；文献[6]则提出一种新型高效率变换器，但拓扑结构非常复杂。以上变结构的有源钳位正激变换器，器件增添较多，控制较为繁琐。

基于以上研究现状，本文提出一种变结构有源钳位正激变换器。该变换器在传统有源钳位副边增加一个开关管和一个整流二极管。变换器具有高匝比和低匝比两种工作模式，其中高匝比工作在低压输入，低匝比工作在高压输入，两种模式能够根据输入电压自行切换。这种匝比切换技术为宽输入电压适应性提供了可能，也缓解了副边功率器件承受的电压应力；变压器副边能够输出三电平，减小滤波电感，优化变换器体积[7]。实验结果表明，该变换器具有较高的研究价值。

1 工作原理

1.1 电路拓扑

图1为变结构有源钳位正激变换器电路拓扑。S1为一次侧有源钳位主功率开关管；S2为钳位开关管；CC为钳位电容；S3为匝比切换开关管；D1，D2为二次侧功率整流二极管；D3为续流二极管；Lo为输出滤波电感；Co为输出滤波电容；RL为负载；CS1～CS3分别为 S1～S3的体电容；DS1～DS3分别为S1～S3的体二极管。变压器T的匝比设置为：n1=N21/N1，n2=(N22+N21)/N1。

图1 变结构有源钳位正激变换器Fig.1 Variable structure active clamp forward converter

为了方便分析，假设：1)所有元器件均为理想的；2)CC足够大，可以被当做恒压源看待；3)输出滤波电感足够大，可以当作恒流源看待。

1.2 高匝比模式

高匝比模式下主要波形如图2所示，其中Vgs1，Vgs2，Vgs3分别是 S1，S2，S3的驱动信号；Vds1为 S1两端电压；Urect为变压器二次侧整流后电压；im为原边励磁电流。此模式下，原边主开关管占空比为0.5不变，副边开关管参与调节，图3给出变换器在单周期内9个工作模态下的等效电路。

图2 高匝比模式下的关键波形Fig.2 Key waveforms in high aspect ratio mode

图3 高匝比模式下开关模态等效电路Fig.3 Switching mode equivalent circuit in high turn ratio mode

1）工作模态 1[t0—t1]：t0时，S1导通，S2，S3处于关断状态。此阶段，Vds1=0，S2两端电压Vds2=Uin+VCC，变压器原边绕组两端电压U1=Uin，电流为i1=im+Io/n1，变压器正向励磁，励磁电流im处于增加阶段，D2导通，D1，D3截止，能量经T传递到负载，变压器副边输出电压n1Uin。

式中：Im为励磁电流；Io为输出电流；Lm为励磁电感；Uo为输出电压。

2）工作模态 2[t1—t2]：t1时刻，S3导通，变换器切换到高匝比工作。此阶段，变压器继续正向励磁，一次侧电流大小为 i1=im+Io/n2，D1导通，D2，D3截止，能量经T传递到负载，变压器副边输出电压n2Uin。

3）工作模态 3[t2—t3]：t2时刻，S3关断，变换器切换到低匝比工作，变压器正向励磁，D2导通，D1，D3截止，变压器副边输出电压n1Uin。

4）工作模态 4[t3—t4]：t3时刻，S1关断，S1实现零电压关断，负载电流换算到原边，其大小为Io/n，其和励磁电流im同时作用，使得CS1充电，CS2放电。因此，Vds1开始从零增加，在t4时刻，增加到Uin，im电流升至最大值，变压器副边输出电压为0。

5）工作模态 5[t4—t5]：t4时刻，Vds1=Uin，D3导通，D1，D2截止，一次电流只有励磁电流。此阶段，im不变，Vds1因Lm与CS1谐振而继续增加，当增加到Uin+VCC，DS1导通，S2两端电压置零，变压器无能量传输。

式中：ωm为谐振角频率。

6）工作模态6[t5—t6]：t5时刻，Vds2=0，S2零电压开通，Vds1=Uin+VCC，变压器原边电压为-VCC，励磁电流im开始从最大值开始下降，在t6时刻下降至0。

7）工作模态7[t6—t7]：此阶段，VCC反向给Lm充电，im反向增加。在t7时刻关断S2，由于钳位电容和S1结电容的存在，S2两端电压不能突变，故S2是零电压关断。

8）工作模态 8[t7—t8]：S2关断后，Lm与 CS1谐振，CS1放电，从最大值Uin+VCC开始减小，励磁电流继续反向增加，直到t8时刻Vds1下降至Uin，励磁电流反向达到最大。

式中：Zm为谐振电路特征阻抗。

9）工作模态9[t8—t9]：此阶段，Lm与CS1继续谐振，Vds1继续下降，t9时刻减小至零，DS1导通，下个周期到来时，S1即可完成零电压开通。变压器一次、二次侧电压虽然被钳位为零，但仍然会有励磁电流存在，且保持幅值不变。

1.3 低匝比模式

为了提高输入电压的适应范围，副边开关管S3的占空比会随着电压的升高逐渐减小至零，进入关断状态，自动切换至低匝比工作，低匝比模式下主电路如图4所示。低匝比模式工作下的变换器与传统有源钳位正激变换器类似，这里不再详细分析。

图4 低匝比模式下主电路图Fig.4 Main circuit diagram in low turn ratio mode

2 控制策略分析

图5给出该变换器的控制原理图，其控制方法为：给定固定0.45占空比的PWM信号直接作为主电路钳位开关管S2的驱动信号，给定固定0.5占空比PWM信号SA，与此同时，将输出电压处理后与提前设定的电压基准进行比较，经PI调节器产生的PI信号与如图5a所示的两个三角波进行比较，产生两路PWM信号Sa和Sb，该两路信号再和SA进行逻辑与，得到S1，S3的驱动信号。

图5 变结构有源钳位正激变换器控制原理图Fig.5 Variable structure active clamp forward converter control schematic

3 变换器特性分析

3.1 软开关的实现

原边功率管的软关断较为容易实现，而要实现其软开通，则需合理地设置电路参数，所设置参数必须满足以下关系：

Im(max)近似为

式中：n为变压器匝比；Io为输出电流。

将式（11）代入式（10）可得：

由式（12）可知，输入输出电压不变时，采用变匝比结构，变压器匝比的增大，一定程度上有利于零电压开关ZVS的实现。

3.2 应力分析、宽输入电压范围

Umax，Umin分别代表输入电压的极大、极小值，匝比切换电压设置为Uk，变压器副原边匝比如下式所示：

为方便分析，假设：Uin=200～500 V，Uo=180 V，Uk=360 V，Po=500 W，S1最大占空比D1max=0.5，S3占空比最大为Dfmax=0.45。

当变换器在全输入范围内工作时，需满足以下关系：

求得n1=1，n2=1.9。由此可算出副边二极管电压应力最大值范围为

当匝比固定时，为保证变换器能在最大占空比工作时达到额定输出，则需满足：

求得n0=1.8。此结构下副边二极管电压应力最大，如下式：

同时，一次侧S1的峰值电流可以表示为

由式（18）可以看出，变匝比技术可通过减低匝比n来降低主开关S1的电流应力。

由以上分析可知，在同等输入电压下，变匝比技术一定程度上降低了原边主开关管的峰值电流和副边二极管电压应力，为提高输入电压范围，创造了条件。

3.3 输出滤波电感分析

传统正激变换器的整流输出电平在0和n0Uin之间变换。引入变匝比结构后，变压器匝比可随输入电压的变化而变换，当输入电压范围为[Umin，Uk]时，变压器副边输出为三电平，即 0，n1Uin，n2Uin。当输入电压升高，范围为[Uk，Umax]时，变压器切换到低匝比工作，变压器副边输出为两电平，即0，n1Uin。为说明匝比可变的有源钳位正激变换器在减小滤波电感体积方面存在优势，将其滤波电感电流纹波与传统有源钳位正激变换器电感电流纹波做了对比分析，如图6、图7所示。

图6 传统有源钳位正激变换器整流电压和滤波电感电流波形Fig.6 Traditional active clamp forward converter rectifier voltage and filter inductor current waveforms

图7 变结构有源钳位正激变换器整流电压和滤波电感电流波形Fig.7 Variable structure active clamp forward converter rectifier voltage and filter inductor current waveforms

图7中，Uo为输出电压，Urect为二次侧整流后电压，D0为传统有源钳位正激变换器下的占空比，D1与Df为变匝比变换器原边开关管与副边开关管的占空比，iLo1为传统变换器的滤波电感电流，iLo2为变匝比变换器的滤波电感电流。假定两变换器输入、输出、频率等关键参数相等，传统有源钳位正激变换器输入输出关系式为

匝比可变的有源钳位正激变换器输入输出关系式为

式中：D1，Df为不同输入电压下的有效占空比。

如图6所示，传统有源钳位正激变换器输出滤波电感可表示为

式中：f为工作频率；ΔILo1为传统有源钳位正激变换器的电感电流脉动值。

如图7所示，变结构有源钳位正激变换器的输出滤波电感可表示为

式中：ΔILo2为变匝比变换器的电感电流脉动值。

根据式（21）和式（22），以Lo1(max)为基准，对两种变换器不同输入电压下的滤波电感进行归一化处理，绘制出两变换器滤波电感比较图，如图8所示。由图8可知，变结构有源钳位正激变换器的滤波电感值应当取下式的最大值：

图8 两变换器滤波电感比较Fig.8 Comparison of filter inductance of two converters

由图8可知，变结构有源钳位正激变换器的滤波电感是传统有源钳位正激变换器的0.8倍左右，由此可见，变匝比技术减小了滤波电感体积。

4 实验验证

为验证理论分析，设计制作一台500 W原理样机，其参数如下：Uin=200～500 V，Uo=180 V，fs=50 kHz，Po=500 W。原边开关管采用STW12N120K5，副边开关管采用GT40WR21，副边二极管采用DH20-18A。N1=13匝，N21=13匝；N22=12匝；Lo=1.45 mH；Co=470 μF。

图9a、图9b分别是变换器在稳态下输入电压为250 V，500 V工作的波形。图中Vgs1为原边主开关管驱动波形，Vgs3为副边匝比切换开关管驱动波形，Uo为输出电压，Urect为变压器副边电压。当Uin＜360 V时，原边主开关占空比固定在0.5不变，副边开关管参与调节，变压器副边输出三电平，扩宽了输入电压范围，提高了变压器利用率；当Uin=360～500 V时，副边开关管关断，原边开始调节，变换器切换到两电平工作模式，减小了副边整流电压应力。

图9 变换器输出电压波形Fig.9 Converter output voltage waveforms

图10为变换器输出电感电流波形，iLo为滤波电感电流。由图10可知，变换器工作在高匝比工作下的电流纹波更加平缓，因此，滤波电感体积得到有效减小。

图10 输出电感电流波形Fig.10 Output inductor current waveforms

图11为输入电压为500 V时S1，S2的软开关波形，Vgs1，Vgs2为驱动波形，Vds1，Vds2为漏源电压。由图11可知，S1，S2均实现了零电压开关。

图11 Uin=500 V时，S1，S2软开关波形Fig.11 S1，S2soft switching waveforms when Uin=500 V

图12为变换器功率曲线图。由图12可知，在不同输出功率下，变换器在输入电压范围内均能达到较高效率，输入电压对变换器效率影响不大，变换器适用于宽输入电压范围。

图12 效率随输入电压变化曲线Fig.12 Efficiency versus input voltage curves

5 结论

本文提出一种变结构有源钳位正激变换器，通过详细的理论分析及实验验证可知，该变换器具有以下优点：

1）变压器匝比可随电压变换而自我调节，在高压输入时能有效降低副边功率器件电压应力，使变换器适应宽电压输入范围。

2）原边引入有源钳位结构，实现了原边开关管的ZVS，降低开关损耗，且占空比可以达到0.5，提高了效率。

3）变换器在高匝比工作时，电流纹波较小，减小了滤波电感的体积。