杨晓梅，虞汉阳，费益军 ，吉 宇，徐晓轶，姚文熙

（1.国网江苏省电力有限公司，南京 210029；2.浙江大学电气工程学院，杭州 310027）

电力电子变压器PET（power electronic transformer）被认为是可再生能源并网发电和高效利用电能的必要设备，是当前智能电网和电力电子的重要发展方向[1-3]。作为传统变压器的替代品，电力电子变压器通过功率器件将电网的工频电压高频化，再通过高频变压器实现电压等级变换及电气隔离的目的。通过该方式，电力电子变压器不仅具有体积和重量方面的优势，还能够实现许多传统变压器不能完成的功能，比如提供直流母线、无功补偿、谐波抑制、故障隔离等。

为了实现上述功能，学者们先后提出了单级式、两级式及三级式[4-5]电力电子变压器结构。其中，三级式PET以其完备的接口、模块化的结构以及每级均可独立设计的优势得到了学者们的广泛关注，成为目前最成熟的PET设计方案[5]。典型的三级式PET结构由整流级、隔离DC-DC级与逆变级组成，拓扑的核心部分是中间隔离DC-DC级，为了应对原边高电压和副边大电流，通常采用多个功率模块原边串联、副边并联的连接方式。为了保证能量双向流动，通常采用双向DC/DC变换器拓扑，其中双有源桥DAB（dual active bridge）是最具代表性的选择[6-11]。在此拓扑中，隔离变压器的数目等于DAB变换器的数量，由于变压器绕组之间需要高压隔离，尤其绕组的引出端需要设计足够的爬电距离，使得变压器很难集成到变流器模块中，限制了PET功率密度的提升。

为了提高模块串并联型PET的功率密度，在DAB拓扑的基础上，研究人员还提出了三有源桥[12]、四有源桥[13-14]等多种多有源桥MAB（multiple active bridge）拓扑结构。MAB拓扑是在DAB拓扑的基础上增加变压器绕组和H桥单元获得，扩展了DAB拓扑的功率等级与应用范围。但是MAB拓扑在输入电压不匹配时，容易形成输入H桥单元之间的环流，造成额外的损耗。

为此，本文提出一种改进型直流变换器电路，采用原边磁路独立、副边磁路耦合的新型变压器结构。采用这种结构易于将变压器的原边绕组与磁芯集成到高压变流器模块中，提高电力电子变压器的模块化程度，并且通过副边磁路的耦合，减少变压器的副边绕组数量和端口数目，从而为提高电力电子变压器的功率密度提供可能。首先介绍该电路和变压器的组成结构；随后对该电路的工作原理进行分析，设计基于移相角的功率控制策略；最后对设计方案和控制方法进行实验验证，证明方案的可行性。

1 基于磁路耦合的多有源桥结构

针对模块串并联型PET，为了减少采用独立DAB时的变压器数量，又避免采用MAB时原边绕组之间的环流，本文设计了一种改进的隔离变压器结构，如图1所示。

该变压器为多磁芯结构，原边有多个绕组，每个磁芯对应一个原边绕组，绕组之间没有磁路耦合；副边将所有磁芯堆叠在一起作为整体绕制，只有一个绕组。以该变压器为基础，进一步设计了原边磁路独立、副边磁路耦合的多有源桥变换器（以下简称磁路耦合多有源桥MCMAB（magnetic coupling multiple active bridge）），其电路结构如图2所示。

图1 改进的变压器结构Fig.1 Structure of improved transformer

图2 MCMAB的拓扑结构Fig.2 Topology of MCMAB

原边是模块化结构，每个变流器模块对应一个独立的磁芯和原边绕组，原边所有全桥模块的能量通过磁路耦合到副边，副边只有一对端子与副边全桥变流器相连。根据等效电路，MCMAB的工作原理相当于多个DAB变换器，原边先通过变换器再串联，而副边绕组则先串联后再接变换器。

相对于传统多DAB拓扑，MCMAB系统的变压器原边的拓扑和绕组结构不变，但是副边绕制方式的改变使得许多电气连接被磁路耦合所替代，端子数目缩减至2个。在高绝缘要求的变压器设计中，需要给每个端子留出较大的空间以满足绝缘及线路连接要求，因此，通过减少变压器端子数量，有利于减小变压器体积和提升系统的功率密度。此外，在改进的变压器结构中，原边绕组和磁芯与对应的高压侧变流器没有高压绝缘要求，可以将其与对应的高压变流模块集成在一起，形成如图3所示的MCMAB三维结构。原边的全桥电路、对应的变压器原边绕组和磁芯可作为一个独立的功率模块，副边则使用高压电缆直接绕过三块板子的磁芯，这样大大增加了系统的模块化程度。

图3 MCMAB的三维结构Fig.3 Three-dimensional structure of MCMAB

相对于MAB拓扑，MCMAB虽然增加了磁芯数目，但是原边磁路独立可以避免环流问题，减少了系统的损耗。另一方面，原副边的H桥不对称配置减少了变压器副边H桥单元的数目，有利于充分发挥器件的最大耐量，降低了电路复杂度和成本。

2 MCMAB的工作原理和控制方式

如图2所示，采用改进变压器后，电路的副边绕组实际是以半匝为单位进行串联，串联的先后次序与传统的串联方式不同。可看作：首先在每个磁芯上各取半匝绕组，并串联成组，按此方式将磁芯上所有绕组串联成一系列半匝串联组，再将这些组串联起来。由于最终所有绕组都是串联，串联绕组之间交换位置不会影响电路的工作原理，仍然可以根据传统串联方式来分析电路。

将每个全桥模块均控制为方波输出，可以采用方波电压源来代替全桥电路。在分析功率传输时，可以忽略变压器的漏感和励磁电感，因为变压器漏感可看作与串联的谐振电感Lk合并，而励磁电感存在于每个独立回路中，在磁芯不饱和情况下，励磁电感与方波电源形成独立回路，不影响能量传输。将原边方波电源和谐振电感全部折算到副边（vp1,2,…,N和 L1,2,…,N），得到系统等效简化电路，如图 4所示。

图4 MCMAB的等效电路模型Fig.4 Equivalent circuit model of MCMAB

当原边全桥采用相同的方波控制时，其工作模式与传统DAB拓扑的工作模式类似，其原边电压是各模块全桥输出电压之和，串联电感是所有模块的电感之和，DAB拓扑中的一些常见调制与控制方式均可以借鉴使用。与DAB相比，实际MCMAB的控制自由度更多，这些额外的控制自由度可用于优化功率流分布，平衡各模块损耗等，而本文采用其最基本的控制方式——基于原副边驱动信号移相的控制方案（简称原副边移相控制）。

设原边所有全桥模块的驱动波形均为占空比为50%的方波信号，且没有相移。副边的驱动波形同样为50%的方波信号，只是与原边的方波信号有一个相位角φ，用来控制电路的输出电压及功率。根据等效电路原理，画出MCMAB电路的工作波形，如图5所示。图中，vpk、vs和ILk依次为变压器原边第k个绕组的电压、变压器副边电压以及储能电感电流。

对于原边有N个全桥模块的MCMAB系统，可以得出系统传输功率为

式中：nT为变压器的匝比，nT=np/ns；d为系统的等效占空比，d=φ/π；fs为开关频率。当 d＞0，即系统的移相角φ＞0时，系统功率P＞0，表示能量由变压器的原边向变压器副边传递；当d=0.5时，传输功率达到最大值，对于能量由变压器副边向变压器原边传递的情况，等效占空比 d=－φ/π，式（1）同样适用；当d=－0.5时，电路的反向传输功率达到最大值。

图5 理想状态下MCMAB电路的工作波形Fig.5 Working waveforms of circuit for MCMAB in ideal state

因此，设计高压侧所有绕组具有相同的相位，而低压侧则根据功率流调节相位，相位滞后时功率流向低压侧，否则流向高压侧。由于需要控制相位，高压侧与低压侧的控制器之间需要严格的同步，具体控制框图如图6所示。图中原边高压侧的所有模块均使用同步的PWM信号，副边根据功率反馈值Ps和参考值Pref进行控制，得到所需的相位角φ。

图6 基于同步的功率控制框图Fig.6 Block diagram of power control based on synchronization

3 实验结果

本文设计了一台1 kW实验样机以验证上述分析结论。实验样机主电路拓扑采用变压器原边3个H桥单元、副边一个H桥单元的结构。系统由600 V直流电源供电，输出电压额定值为30 V，储能电感Lk为0.8 mH。变压器原边H桥单元采用三菱公司的PSS15S92F6 IPM模块，副边根据电压及电流等级选取了IPP023N10N5 MOSFET器件，开关频率为3 kHz。整体系统采用数字控制，控制芯片采用TI公司的TMS320F28377型DSP。变压器采用图1所示的结构，匝比为 20∶1。

实验中能量由变压器原边向变压器副边传递，样机的实验结果如图7所示。

在直流输入为600 V的情况下，每个H桥单元电容电压的额定值为200 V，图7（a）为系统输入电压波形，图7（b）为系统输出电压波形。由图7（b）可得，系统输出电压可以稳定在30 V，实现了DC-DC变换器的基本功能。原边开关管的驱动信号S11及电感电流IL1波形如图7（c）所示。当驱动信号幅值为3.3 V时，表示该驱动信号使能。当S11的驱动信号使能时，IL1＜0；当 S11的驱动信号关断时，IL1＞0，说明 S11可以实现零电压开关ZVS（zero voltage sw-itch）开通。对于副边开关管，通过实验结果图7（d）可以发现其同样满足软开关条件，也可以实现ZVS开通。

4 结语

（1）针对模块串联型电力电子变压器中变压器数量多、绝缘要求高的问题，首先提出了一种适用于电力电子变压器中间级直流变换器的磁耦合多有源桥电路，通过改进变压器的绕制方法，使用原边磁路独立、副边磁路耦合的变压器结构，设计了对应的直流变换器。将该拓扑应用到模块化电力电子变压器上，可以实现原边功率模块与变压器的集成，同时简化副边的绕组和接线，降低了电路的复杂度，且有利于减少成本和提高功率密度。

（2）分析了该拓扑的基本结构、等效模型及工作原理，设计了基于移相角的功率控制策略。

（3）采用一台1 kW的MCMAB实验样机对设计方案和控制方法进了实验验证，证明了该变压器结构和拓扑的可行性。