杨路华

（陕西华经微电子股份有限公司，陕西 西安 710065）

1 电路主要技术指标及构成

在中小功率电源中，使用较多的拓扑主要有单端正激、单端反激以及推挽正激。其中，单端正激式电源由于其结构简单、输出纹波小以及交叉调整率好等特点，在低压输出和500 W输出功率范围内使用较为广泛。在此主要对输入28 V和输出5 V/25 W电源进行设计和计算。电路拓扑采用单端正激式，PWM控制芯片采用UC1843，频率设定为400 kHz。功率级去磁方式采用谐振去磁，磁隔离控制芯片采用UC1901。主要技术指标如下[1-3]。

输入电压为20～50 V（标称28 V），输出电压为（5±0.25）V，输出电流≤5 A，输出功率为25 W，效率≥77%，输出纹波电压≤50 mV，电压调整率≤50 mV，负载调整率≤50 mV，开关频率为350～500 kHz，启动延迟≤10 ms，启动过冲≤50 mV，短路功耗≤14 W，禁止低电平，绝缘电阻≥100 MΩ，最大尺寸为54 mm×29 mm×10.5 mm，隔离方式为磁隔离。

具体电路由输入滤波电路、辅助供电电路、脉宽调制电路、功率级电路、输出整流电路、输出滤波电路以及反馈电路组成，如图1所示[4]。

图1 模块电源原理图

2 电路参数设计与计算

2.1 输入滤波电路

输入滤波电路设有π型滤波电路，由电容C1和C2以及电感L1组成。综合电路体积和滤波效果两方面因素，电源输入滤波电路的转折频率一般要低于其开关频率的1/6[5]。若模块电源的开关频率为400 kHz，那么转折频率要小于66.6 kHz。

电容C1和C2的耐压值选取100 V，容值为1 μF。L1、C1以及C2组成π型低通滤波器，电感量选取6.2 μH，转折频率为：

所求转折频率为64 kHz小于66.6 kHz，因此满足设计要求。

2.2 功率级电路

2.2.1 功率变压器

高频开关电源功率变压器的磁芯应选择功率铁氧体材料，选择PC40功率铁氧体。磁芯结构为罐形，直径14 mm，高8.8 mm。其在100 ℃时的饱和磁通密度BS为3 900 Gs，所选磁芯的有效截面积Ae为25.8 mm2，窗口面积AW为14.84 mm2。体积Ve为0.492 cm3。电源模块的输出功率为5 V×5 A=25 W。设变压器变换效率为95%，则允许变压器损耗功率为 25×5%=1.25 W[6]。

变压器损耗由磁芯损耗PFe和线圈损耗PCU组成，设：

允许的磁芯损耗密度为：

根据该材料的损耗曲线，在400 kHz和1.27 W/cm3条件下，可选工作时的最大磁通密度Bm为2 100 Gs。由于变压器直接安装在模块的金属外壳上，因此电流密度J可选16 A/mm2，此时该磁芯的输出功率为：

其满足该电源模块的需要且余量很大。实际工作时只要变压器能够达到30 W功率即可，另外减小Bm可以减少磁芯损耗，同时增加防止变压器饱和的余量。因此可选为：

实际选择Bm为1 000 Gs。

模块电源输出电压UO为5 V，考虑整流二极管压降Ud为1 V，则变压器原副边匝比n为：

根据电磁感应定律确定变压器原边匝数为：

故取原边匝数为11 匝。

此时实际Bm值为：

根据变压器原副边匝比n确定副边匝数NS=Np/n=11/2=5.5 匝，取副边匝数5 匝。实际变压器原副边匝比变为n=NP/NS=11/5=2.2。

在最坏条件下，即输入电压最大，工作占空比最大时，磁通密度为：

其值小于饱和磁通密度Bs。

变压器原边绕组为11匝，采用直径为0.21 mm的漆包线3线并绕；副边绕组5匝，采用直径为0.27 mm的漆包线5线并绕。变压器每匝的平均长度Lcp=27.5 mm。直径d1为 0.21 mm的漆包线在100 ℃时单位长度的电阻r=0.675 Ω，直径d2为0.27 mm的漆包线在100 ℃时的单位长度电阻r=0.408 Ω。实际变压器工作时的磁通密度Bm为1 004 Gs。由磁芯材料手册可知，在400 kHz时，其磁芯损耗PFe为89.1 mW。考虑到趋肤效应，计算绕组线圈在100 ℃、400 kHz条件下的穿透深度Δ=0.12 mm。

副边绕组直流电流和交流电流有效值分别为：

由于副边绕组是5线并绕，因此每个线圈的电流为副边总电流的1/5，故直流为0.6 A，交流为0.49 A。

原边绕组直流电流和交流电流有效值分别为：

由于原边是3线并绕，因此每个线圈的电流是原边总电流的1/3，故直流为0.45 A，交流为0.37 A。

邻近效应的影响下，高频变压器工作时绕组电流集中在导线的一边，导致导线的有效面积减少。对于变压器原边，有效面积减少的倍数为：

若原边有效面积没有减少，则Qp=1。对于变压器副边，有效面积减少的倍数为：

副边每个线圈的直流电阻为：

副边绕组总直流损耗为：

副边每个线圈的交流电阻为：

副边绕组总交流损耗为：

因此变压器副边绕组总损耗为：

原边每个线圈的直流电阻为：

原边绕组总直流损耗为：

原边每个线圈的交流电阻为：

原边绕组总交流损耗为：

因此变压器原边绕组总损耗为：

变压器的绕组总损耗为：

变压器的总损耗为：

该值小于变压器允许损耗1.25 W。

2.2.2 功率MOS管

首先确定功率MOS管承受的最大电压。已知谐振电容和励磁电感，因此谐振的角频率为：

谐振波的半周期为：

功率管导通时的伏秒值为：

根据伏秒平衡的原理可得出谐振峰值为：

在实际工作时，输入50 V，功率MOS管承受的电压最高，而此时的去磁时间即为功率MOS管的关断时间Toffmax，求其值如下：

由伏秒平衡原理可知功率MOS管承受的最大电压为：

因此，按照I级降额的要求，功率MOS管的UDSS应大于2×Uq1=154 V，电流应大于2×Ipk=2×2.61=5.22 A。

实际选择MOS管的主要参数中，漏源电压≥200 V，连续漏级电流ID≥16 A，导通电阻RDS(ON)≤0.13 Ω，TJ=-55～ +175 ℃，Qg=42 nC，Qgs=10 nC，Qgd=20 nC，COSS=206 pF。

功率MOS管的损耗由导通损耗、开关损耗、驱动损耗以及输出电容COSS损耗组成，分别计算如下。

导通损耗为：

开关损耗为：

其中，

驱动损耗为：

输出电容损耗为：

因此功率MOSFET的总损耗为：

2.3 输出整流电路

输出整流电路包括整流二极管D1、续流二极管D2、电容C10和C11以及电阻R13和R14组成的尖峰吸收网络[7]。

谐振峰值在20 V时最大，其值为：

整流二极管承受的最大电压为：

为保证I级降额，整流二极管D1的耐压应大于2×15.5=31 V。续流二级管D2承受的最大电压为：

为保证I级降额，续流二极管D2的耐压应大于2×21.7=43.4 V。

变换器输出电流为5 A，为保证I级降额，二极管D1和D2的电流必须大于10 A。选择二极管D1和D2主要参数如下，IF≥30 A，VR≥60 V，VF≤1.2 V，TJ=-55 ～ +175 ℃。

二极管的功耗主要包括导通损耗和开关损耗两部分。由产品手册可知，在工作电流5 A时，二极管正向导通压降UF=0.45 V，在反向电压为43.4 V时，其结电容为220 pF。

导通损耗为：

开关损耗为：

二极管D1和D2总损耗为：

在选择二极管时，往往选择相同的二极管，由于在整流管上的最大电压值远小于续流管上的最大电压，因此一般考虑续流二极管的选择。同时整流管上的吸收网络C10和R13一般也不接。续流管上的吸收网络R14=10 Ω，电容取220 pF。

2.4 输出滤波电路

输出滤波电路由输出电感L2和输出滤波电容C12及C13组成。设在输出最大纹波电流ΔIO=IO×20%=1 A，即当输出电流小于0.5 A时为断续工作状态，则输出滤波电感为：

电感磁芯选择PC40材料的罐形磁芯，直径为14 mm，高为8.8 mm，有效截面积Ae为25.8 mm2，体积Ve为0.492 cm3，平均绕线长度为27.5 mm，中心柱有效直径Dcp=0.61 cm。

工作时磁通密度变化量为：

计算保证电感量所需的匝数为：

实际电感采用0.27漆包线5线并绕10匝，并通过气隙调整电感量。计算达到所需电感量的气隙长度为：

此公式需迭代计算，且适用于中心柱为圆形的磁芯，因此，在此直接采用如下公式计算：

将计算结构代入迭代公式，计算得需要气隙0.3 mm，使电感量不低于11.4 μH。计算电感损耗时，磁芯损耗按照磁芯工作时的磁通密度进行计算。有磁芯手册可知磁芯损耗密度约为70 mW/cm3。

磁芯损耗为：

线圈的直流阻抗为：

直流损耗为：

计算线圈交流阻抗时，由于集肤效应的影响，有效面积减小的倍数为：

线圈共需要3层，考虑邻近效应的影响，因此：

电感交流分量为ΔIO=1 A，有效值为：

交流损耗为：

因此，电感总损耗为：

输出滤波电容的等效串联电阻ESR的大小直接决定了输出纹波电压的大小，变换器要求输出纹波的峰峰值小于200 mV。因此：

滤波电容量应大于：

同时考虑负载电流发生阶跃变化时，输出电压的上冲或下冲不能损害负载电路。当输出负载电流阶跃变化时，按照输出电压变化3%计算，输出电容为：

由于变化器要求输出电容高频特性好、体积小、容量大且ESR小，因此根据国内元器件水平，选用4个10 V、47 μF的陶瓷电容和25 V、0.1 μF的陶瓷电容并联，可以满足输出滤波和波电压纹的要求。

2.5 隔离反馈电路设计

变换器采用磁隔离反馈单端正激式电路，磁反馈隔离电路控制器选用UC1901，其工作电压为4.5～40 V。该模块电源输出电压为直流5 V，因此可以使用输出电压直接给UC1901供电。

磁反馈隔离电路由控制器UC1901、隔离变压器T2以及信号整流滤波电路（D5、C16、R23）组成。其中，Uref的值是1.5 V，所以R16和R17的取值应该满足：

取R17=5.1 kΩ 时， 则R16=11.9 KΩ。D5、C16以及R23将调幅信号进行整流滤波解调，以取出信号的幅度送到UC1843的反向输入端，最终控制PWM的脉宽输出，从而达到闭环稳压的目的。二极管D5选择1N4148，C16=6.8 nF，R23=56 kΩ。

UC1901的10脚是内部放大器的同向输入端，可直接接1.5 V基准信号，11脚是内部放大器的反向输入端，接输出电压的反馈信号，C15和R19是放大器的反馈网络，可通过试验确定参数，C15=33 nF，R19=13 kΩ。

C14和R20是振荡电容和电阻，其振荡频率为：

采用内部振荡，频率与UC1843R频率一致，其特点是可以保证最佳线形反馈，且抗干扰能力强。设定UC1901载波频率f=400 kHz，RT=10 kΩ，则CT=3.1 nF。

DRA和DRB输出的互补信号可以驱动信号变压器T2，R21和R22为扩流电阻，取值为5 kΩ，这样可以将输出端DRA和DRB的吸电流能力提高到1 mA。隔离变压器T2的设计要保证励磁电流不大于1 mA。这样可以保证电信号传输至PWM的2脚进行稳压控制。

3 实测结果对比

根据上述产品原理设计和计算所得具体参数要求，进行了版图设计和样机组装。对样机进行实际测试，产品各项输出满足技术指标要求，内部各点波形符合计算预期。

4 结 论

本文设计了一款小功率磁隔离单端正激变换器，介绍了整体电路设计原理，并对主要元件的选择给出了较为详尽地推导计算和选取原则。样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定且性能良好。