胡雪岩，王永成，贲广利

（中国科学院长春光学精密机械与物理研究所，长春 130033）

固态继电器（Solid State Relay，SSR）是一种全部由固态电子元件组成的新型无触点开关器件［1］，具有无电磁干扰、开关速度快、稳定性好、寿命长等特点，可实现弱电对强电的控制，这使得固态继电器在军事、航空航天等领域内的应用越来越广泛。

具有容性负载的空间有效载荷，在上电瞬间，由于容性负载两端的电压变化，会产生浪涌电流，如不对浪涌电流加以抑制，很容易对载荷以及开关器件造成损伤［2-5］。浪涌电流的强度与输入电压、开关速度以及空间载荷阻容特性具有直接关系［6］。

针对空间有效载荷地面测试中浪涌电流导致固态继电器过载失效进行分析，并提出一种浪涌电流抑制电路主要参数的设计方法。

1 浪涌电流致固态继电器过载失效

在某型号空间有效载荷的总控及配电单元中应用IR公司RDHB710SE20A2SP固态继电器作为总控及配电单元控制后端模块上下电的执行元件，图1为应用示意图，总控单元通过FPGA控制信号实现对后端模块电源的开关控制。

图1 SSR应用示意图

空间有效载荷在发射之前，需经过多项测试，在对该型号空间有效载荷总控及配电单元控制后端模块上下电功能进行测试时，使用电子负载模拟后端模块，在完成上电功能测试后，无法完成对电子负载的下电操作，排故发现，固态继电器输出端短路，即固态继电器内部IRHNJ67230型号MOSFET的漏极和源极始终处于导通状态，失效分析的结果为使用过程中出现过载导致固态继电器输出端短路，图2为固态继电器失效分析时内部图。

图2 SSR失效器件内部展图

通过分析地面测试过程，推断在电子负载上电的过程中产生了浪涌电流，致使固态继电器过载损坏，为了验证推断的准确性，对电子负载上电瞬间的浪涌电流进行了测试，测试装置主要有电子负载、磁保持继电器、示波器、直流电源和电流钳，电子负载为南京艾德克斯公司的IT8800，直流电源为美国是德公司的N8700，磁保持继电器为桂林航天电子的1JB40-1，示波器为美国是德公司的DS0S104A，电流钳为是德公司的N2781B，图3为电子负载上电瞬间浪涌电流测试结果，结果显示，使用磁保持继电器给电子负载上电瞬间产生幅度50A左右的浪涌电流，表明电子负载在上电瞬间确实会产生浪涌，初步将固态继电器失效故障定位。

图3 电子负载浪涌测试结果

磁保持继电器与固态继电器的开关特性有所不同，测试实验中用磁保持继电器代替实际地面测试中使用的固态继电器，可能会导致电子负载在测试实验中产生的浪涌电流与在实际地面测试中产生的浪涌电流有所差异，在确认电子负载在上电瞬间会产生浪涌电流后，为进一步验证固态继电器失效故障定位的准确性，进行了复测实验，遵循先前载荷地面测试流程，载荷的总控及配电单元控制固态继电器完成对电子负载的上电操作后，无法完成对电子负载的下电操作，故障问题得到复现，图4为复测实验结果，结果显示，使用固态继电器给电子负载上电瞬间产生的浪涌电流幅度达到150A左右。

图4 SSR故障复测实验结果

固态继电器内部MOSFET的数据手册中给出如图5所示的最大安全工作区域，x轴为漏源极电压VDS，y轴为漏极电流ID，图中显示，在某一VDS下，ID幅度的极值会随持续时间的不同而有所不同，但其最大值为64A左右，复测实验结果显示的150A浪涌电流远超出其安全工作区域，固态继电器故障问题得到定位。

通过测试实验与复测实验，可将固态继电器过载失效的原因定位于电子负载在上电瞬间产生的浪涌电流幅度过大，超出固态继电器的安全工作区域，因而导致固态继电器过载损坏。

图5 IRHNJ67230安全工作区

2 构建浪涌电流模拟源

浪涌电流模拟源是能够产生所需浪涌电流的电路，在载荷地面测试中，由于电子负载在上电瞬间的浪涌电流已经导致固态继电器的过载失效，该型号的固态继电器以及地面测试设备价格昂贵，为确保不损坏电子负载等测试设备，在浪涌电流得到有效抑制前，不继续使用电子负载，利用浪涌电流模拟源替代电子负载进行浪涌抑制电路的设计及性能测试；而且，电子负载阻容特性固定，在外部条件一定时，浪涌电流确定，通过浪涌电流模拟源可定制不同幅度的浪涌电流；同时，为方便计算与仿真，应该搭建出模拟电子负载上电瞬间产生浪涌电流的等效电路模型，构建成本低、结构简单、易于在仿真软件及计算软件中搭建出的等效电路模型，解决在仿真软件及计算软件中无法添加电子负载模型的问题。

图6 浪涌电流模拟源结构示意图

电子负载在上电瞬间产生浪涌电流的主要原因是由于容性负载两端电压变化引起的，故采取如图6所示RC并联电路构建浪涌电流的模拟源，RC电路在仿真软件和计算软件中可方便获取电路模型，可在计算和仿真中替代电子负载；由于该型号空间载荷的后端模块的稳定工作电流为1A，供电母线电压为100V，所以浪涌电流模拟源的电阻R选取100Ω，保证浪涌电流模拟源在上电稳定后的工作电流与后端模块稳定工作电流一致；浪涌电流模拟源的电阻确定后，模拟源浪涌电流的幅度由模拟源可变电容箱容值决定，外部条件固定时，可变电容箱容值不同，上电产生的浪涌电流不同，图7为根据浪涌电流模拟源电路模型计算得到的不同容值下浪涌电流模拟源产生的浪涌电流，x轴为电容，y轴为时间，z轴为浪涌电流幅度。

图 7不同容值下浪涌模拟源产生浪涌电流的计算结果

为进一步确定浪涌电流模拟源的浪涌电流与容值的关系，在10μF～100μF区间，间隔10μF取值进行仿真，图8为仿真结果，与计算结果基本一致，计算与仿真相互验证，有助于准确、高效地选取合适的浪涌电流模拟源电容参数。

图8 不同容值下浪涌电流模拟源仿真结果

预构建100A左右的浪涌电流，参照图 8，容值在50μF左右，为方便搭建实际浪涌模拟源，选取常用的47μF电容，图9为对47μF浪涌电流模拟源仿真结果，从图可知，在浪涌电流模拟源电路电压上升阶段产生了幅度为93A左右的浪涌电流。

根据浪涌电流模拟源的电阻、电容参数，搭建实际的浪涌电流模拟源电路，并进行浪涌电流的实测，测试设备有美国是德公司的N8700直流电源，桂林航天电子的1JB40-1磁保持继电器，美国是德公司的DS0S104A示波器，是德公司的N2781B电流钳，图10为浪涌模拟源的实测结果，与仿真结果基本一致，浪涌电流的幅度为95A左右。

图9 47μF浪涌电流模拟源仿真结果

图10 47μF浪涌模拟源实测结果

3 浪涌电流抑制电路

为解决测试过程中电子负载在上电瞬间产生的浪涌电流幅度过大致使固态继电器过载失效的问题，在电子负载前端引入了浪涌电流抑制电路，其结构如图11所示，输入端接入供电电源，输出端接入浪涌电流模拟源替代的负载，选取P沟道MOSFET实现低压侧开关，为增强浪涌抑制电路的稳定性和可靠性，阻容元件采取备份形式，其中R1=R2，R3=R4，C1=C2。

图11 浪涌抑制电路结构示意图

3.1 浪涌抑制电路的工作原理

浪涌抑制电路加在电源和负载之间，起到缓冲的作用［7］；在没有浪涌抑制电路时，负载上电瞬间的电路模型可等效为输入电源直接加到具有RC等效特性的负载两端，容性负载两端的电压变化率较大，自然会产生较大的浪涌电流［8］；有浪涌抑制电路存在时，在输入电源电源上电后，MOSFET初始处于关闭状态，输入电源先通过电阻分压对MOSFET栅极外接电容C1、C2进行充电，当电容的电压达到MOSFET栅源极的门限电压，MOSFET的漏极和源极开始逐渐导通［9］，直至完成对后端负载的加电［10］，相对于无抑制电路时减缓了加在负载两端电压的变化速率，进而抑制负载在加电过程中产生的浪涌电流［11］，而抑制电路的参数直接决定着浪涌抑制电路的抑制能力。

3.2 浪涌抑制电路主要参数设计

（1）MOSFET的选取

浪涌电流抑制电路主要由MOSFET、电阻和电容构成，MOSFET实现低压侧开关的功能，故选择P沟道MOSFET，且要求MOSFET漏源极击穿电压超过负载的供电电压，并留有余量；MOSFET漏极电流的选择要综合考虑到供电母线可提供的最大电流及抑制后浪涌电流的幅度，保证MOSFET的漏极电流可承受整个工作过程中出现的最大电流。

基于该空间有效载荷的实际设计情况，浪涌抑制电路中作为低压侧开关的MOSFET选取IR公司型号为IRFM350的P沟道MOSFET，该款MOSFET的漏源极击穿电压达到400V，该型号空间有效载荷总控及配电单元完成对后端模块100V电源的控制，即输入电压VI为100V，漏源极击穿电压满足需求；该款MOSFET的漏极电流为14A，而系统设计要求浪涌电流幅度不超过10A，满足需求。

（2）电阻参数

在确定浪涌抑制电路所用的MOSFET之后，先根据MOSFET的栅极电压参数以及预设的MOSFET栅极工作电压确定电阻R1-R4取值的相对关系；规定R1=R2=X,R3=R4=Y,C1=C2=Cx，MOSFET的极限栅极电压为VGS，MOSFET栅极开启电压为VGS（th），VI为母线输入电压，Vw为预设栅极工作电压（栅极外接电容充电完成后的电压值），电阻参数的确定要考虑以下因素：

一、保证当某一电阻出现断路故障时，浪涌抑制电路仍可以正常工作，栅极外接电容电压要大于MOSFET栅极开启电压VGS（th），且不超过MOSFET的极限栅极电压VGS，电阻参数需要满足以下条件：

①R1-R4均正常条件下：

②R3、R4其中一个出现断路故障条件下：

③R1、R2其中一个出现断路故障条件下：

综合上述三种条件，可得到X与Y的关系如下：

浪涌抑制电路所选Mosfet栅极极限电压VGS为±20V，栅极开启电压VGS（th）为2～4V，代入可得：

由于：

故：

代入具体参数可得：

二、在满足上述取值范围要求的情况下，还应考虑R1～R4为抑制电路的输入电阻，应远大于电源输出电阻，且应尽量降低浪涌抑制电路的功耗，故应适量提高电阻取值的量级。

综合考虑到浪涌抑制电路功耗以及输入阻抗的因素，将电阻阻值的量级定位在兆级，实际R1与R2的阻值选择为常用阻值3300K，设计中，在电阻阻值满足设计范围要求的前提下，建议尽量提高栅极的预设工作电压Vw，由MOSFET性质可知，MOSFET的导通电阻RDS（on）随着Vw的增大而减小，进而减少MOSFET的导通功耗［12］，提高系统效率；故而，按X=8Y选择R3和R4阻值，考虑到实际电阻阻值选取的可实现性及方便性，实际R3和R4的阻值选择为412K。

（3）电容参数：

在电阻阻值参数确定后，可借助仿真软件以及数学计算软件完成MOSFET栅极外接电容参数的设计，针对浪涌抑制电路所示电路结构，当输入电压为VI时，根据霍尔定律可推导出电容两端电压UC(t)如下式：

令：

可得：

从上式可看出，阻值确定后，UC(t)是时间和容值的函数，不同的容值可提供不同的栅极电压波形，而MOSFET漏源极的导通特性与栅极电压有直接关系，所以通过调节电容的容值可调节MOSFET漏源极的导通特性，进而调节浪涌抑制电路的抑制能力，图12为不同容值时，电容上电压的变化情况，x轴为电容，y为时间，z为电压，可看出在其余参数固定时，电容容值越大，电压上升速度越缓慢，即充电时间越长。

图12 MOSFET栅极外接电容电压随容值、时间的变化

将（13）中UC(t)指定为常量VGS(th)，可得到下式：

上式表明：MOSFET栅极外接电容电压达到VGS(th)所需时间与电容容值正相关，图13为不同容值栅极外接电容达到同一电压值所需时间的趋势，图中每条曲线为一条等栅极电压曲线，其中包含MOSFET栅源的门限电压VGS(th)，即漏源极开启电压，可看出，随着容值的增加，达到同一电压所需时间越长，达到MOSFET栅源的门限电压VGS(th)所需时间也就越长，漏极极开始导通时间越长，即浪涌电流发生时间的延迟越长。

图13 不同容值栅极外接电容达到同一电压值所需时间

通过仿真预测浪涌抑制电路所选电容值对浪涌电流的抑制能力，构建浪涌电流模拟源，通过对浪涌电流模拟源的浪涌电流抑制结果进行分析，选取适当的容值。在选择栅极外接电容容值时，要平衡对浪涌电流的抑制能力与浪涌电流的延迟时间，浪涌电流的延迟时间越长，负载上电开机所需时间越长，在将浪涌电流抑制到符合系统对浪涌电流设计要求的前提下，尽量避免缩短延迟时间。

构建完浪涌电流模拟源电路及选定浪涌抑制电路的MOSFET及电阻参数后，借助仿真完成浪涌抑制电路电容参数的选取，图14为浪涌抑制电路结合浪涌电流模拟源的仿真电路结构。

图14 浪涌抑制电路仿真结构示意图

浪涌电流模拟源的R、C参数在构建浪涌电流模拟源电路时确定为100Ω和47μF；浪涌抑制电路的电阻参数已经确定为3300K和412K；电阻参数确定后，浪涌抑制电路的抑制能力取决于MOSFET栅极外接电容，图15为一定范围内不同容值的浪涌抑制电路对浪涌电流抑制情况的仿真结果，从图中可看出：容值越大，浪涌电流延迟越大，浪涌电流幅度越小，故可依据此仿真结果，根据想要的浪涌电流抑制效果，选取浪涌抑制电路栅极外接电容的容值。

图15 不同容值浪涌抑制电路的抑制能力

4 实测实验

根据仿真结果，选取浪涌抑制电路电容容值为0.01μF，图16为对0.01μF栅极外接电容的浪涌抑制电路的仿真结果，从图中可看出，浪涌电流模拟源前端加入浪涌抑制电路后，浪涌电流的幅度为9A左右，浪涌电流的延迟时间约为700μs左右；依据设计参数搭建实际的浪涌电流模拟源及浪涌电流抑制电路进行实测，测试设备有美国是德公司的N8700直流电源，桂林航天电子的1JB40-1磁保持继电器，美国是德公司的DS0S104A示波器，是德公司的N2781B电流钳，图17为实测结果，实测的浪涌电流幅度为7.5A左右，浪涌电流的延迟时间约为700μs左右，与仿真结果基本一致。

图16 0.01μF浪涌抑制电路仿真结果

图17 0.01μF浪涌抑制电路实测结果

通过对比图10和图17的实测结果可看出，在未加入浪涌抑制电路之前，浪涌电流的幅度为95A，加入浪涌抑制电路后，浪涌电流幅度为7.5A，说明依据该方法设计的浪涌抑制电路参数搭建的浪涌抑制电路对浪涌电流起到了很好的抑制效果。

5 结论

为解决空间有效载荷地面测试过程中浪涌电流致使固态继电器过载损坏的问题，在测试中增设浪涌抑制电路，借助仿真及计算的方法实现对浪涌抑制电路主要参数的设计，实验表明，利用该浪涌抑制电路参数设计方法，可高效地完成对浪涌抑制电路参数的设计，设计出的浪涌抑制电路可有效抑制地面测试中电子负载在上电瞬间产生的浪涌电流，完成对该型号空间有效载荷总控及配电单元控制后端模块上下电功能的测试。