王 浩 ，舒 杰 ，吴昌宏 ，张继元

（1.中国科学院广州能源研究所，广州 510640；2.中国科学院可再生能源重点实验室，广州 510640；3.广东省新能源与可再生能源研究开发与应用重点实验室，广州 510640）

0 前 言

近年来随着人们对环境保护的日益重视，分布式光伏等可再生能源得到迅速发展。作为各种可再生能源、储能设备与微电网母线相连的电力电子接口，三相并/离网逆变器是分布式可再生能源发电的关键设备，其性能好坏直接影响发电系统的性能。在分布式光伏发电、微电网应用等领域，三相逆变器的关键技术研究已成为重要研究课题[1-6]。

T型三电平三相三桥臂逆变器是常用的微网非隔离型三相并/离网逆变器拓扑[7]，其结构如图1所示。

图1 T型三电平三相三桥臂逆变器拓扑示意图Fig.1 Topology diagram of T-type three-level three-phase three-leg inverter

与传统的隔离型两电平三相逆变器拓扑相比，T型三电平三相三桥臂逆变器具有高功率密度、高效率的优势。但因其在输出侧未采用工频变压器进行电气隔离，也带来中线电流不易控制、输出电流/电压总谐波畸变（total harmonic distortion,THD）较高等问题[8-10]。

现有的三电平三相三桥臂逆变器控制方法主要包括基于静止坐标系的瞬时电流控制和基于旋转坐标系的矢量控制[10-15]。基于静止坐标系的瞬时电流控制采用每相独立控制，不存在因三电平三相三桥臂逆变器桥臂间控制量的耦合导致的中线电流不易控、输出电流/电压 THD增大的问题，对微网缺相故障容错度高，但控制精度低、动态响应速度慢。基于旋转坐标系的矢量控制采用三相协调控制，三相信号经坐标变换后可实现无差控制，控制精度高、动态响应速度快，但因三电平三相三桥臂逆变器桥臂间控制量的耦合，导致中线电流不易控、输出电流/电压 THD较高，同时在微网缺相故障时逆变器无法正常工作。

为弥补上述两种控制方法的不足，近年来已有相关文献[4,8-9,16-19]提出了改良方法。文献[16-17]对瞬时电流控制方法的控制精度和响应速度进行了改良，其中文献[16]提出在单闭环瞬时电流控制中采用重复控制器获得更高的低频谐波增益和良好电网阻抗鲁棒性并抑制并网电流谐波，该方法稳态精度高，但存在控制器参数设计难度高和周期性延迟问题；文献[17]提出在并联型有源滤波器瞬时电流环控制中引入比例-多谐振控制器抑制电流谐波，该方法对特定频率的快速无净差跟踪效果好，但存在调节带宽窄和频率偏移时控制效果恶化的问题。文献[18-19]对基于旋转坐标系的矢量控制的电流THD抑制效果进行了改良，其中文献[18]通过引入虚拟谐波阻抗环使逆变器输出阻抗特性总体上表现为阻性，该方法有效地抑制输出波形在传输线路上的谐振失真，但存在各次谐波提取计算量大和不适用于电网缺相故障的问题；文献[19]提出逆变器电压电流内环采用基于旋转坐标系的比例积分与谐振混合控制器，通过减少网侧与逆变器输出端谐波电压误差的方法降低系统并网电流的谐波含量，但存在不适用于电网缺相故障的问题。综上，瞬时电流控制存在控制精度低、动态响应慢的问题，矢量控制存在中线电流不易控、输出电流THD高和不适用于电网缺相故障的问题。相关文献提出的改良控制方法虽可改善控制效果，但增加了控制的复杂度和计算量，且不能全面地解决控制方法的不足。

本文结合瞬时电流控制和矢量控制的优点，在基于旋转坐标系的矢量控制中引入基于一阶惯性环节的虚拟三相算法，逆变器的每相采样电压/电流均构造成虚拟的三相对称矢量再进行矢量控制，从而同时实现三相控制量的独立控制和矢量控制，达到并/离网时输出电流/电压的精确控制、快速响应、低THD，并可在微网缺相故障正常工作。本文涉及的T型三电平三相三桥臂逆变器用于蓄电池储能系统应用领域，蓄电池组与逆变器的连接方式为上下电池组分别通过双向晶闸管与逆变器直流侧上下电容器并联。

为验证所提控制方法的可行性，本文基于MATLAB/SIMULINK数字仿真软件，对所提控制方法在T型三电平三相三桥臂逆变器的应用效果进行仿真试验验证。

1 基于虚拟三相算法矢量控制原理

1.1 虚拟三相算法

虚拟三相算法的本质是单相的采样信号通过移相的方式构造出对称的三相信号，以实现每一相控制均可独立地采用基于dq变换的矢量控制。通常应用在电压暂升/暂降监测、单相电路的数字锁相等场合。本文所采用的虚拟三相算法如图2所示。图2以逆变器A相输出电压采样值构造虚拟三相矢量[20]，B相与C相同理类推，电流采样信号的虚拟三相矢量变换同理。图2中，voA为逆变器A相输出电压，voA(A)、voB(A)和voC(A)分别为虚拟三相算法构造的abc静止坐标系下的虚拟三相电压，vod(A)和voq(A)分别为dq旋转坐标系下的虚拟三相矢量。

图2 虚拟三相算法示意图[20]Fig.2 Diagram of virtual three-phase algorithm[20]

voA(A)、voB(A)和voC(A)由式（1）获得：

式中，Fdelay60(s)为延迟60o环节输入与输出的传递函数，通过一阶惯性环节实现：

式中：Uo为输出响应；Ui为输入激励；，f为电网电压频率。

vod(A)和voq(A)由式（3）获得：

其中，Cabc/dq为abc坐标系变换至dq坐标系的变换矩阵，如式（4）所示：

式中，ω为电网电压角频率，t为时间。

1.2 控制原理

式中，fk为k次谐波频率。

由式（5）可得各次谐波信号通过60o延迟环节所对应的延迟相位角度如表1所示。

表1 各次谐波信号相位延迟角度Table 1 Phase delay angle of each harmonic signal

由表1可知，除基波（1次谐波）外，其他各次谐波信号通过60o迟环节所对应的延迟相位角度均非60o，根据1.1小节所述虚拟三相信号构造方法，除基波外，各次谐波信号在虚拟三相信号中不对称。由dq变换性质可知，不对称信号和各次谐波信号经dq变换后为非直流量，表现为高（或低）一次的谐波信号，即使在矢量控制中采用传统的比例积分（proportional-integral,PI）控制器，该类谐波信号也将得到较大的抑制。

本文在构造三组虚拟三相矢量后，采用传统矢量控制方法，对每一组虚拟三相矢量分别控制。由前文可知，三相虚拟信号的构造方法使各次谐波的虚拟三相信号不对称，在矢量控制中得到较大的抑制。与此同时，每一组虚拟三相矢量分别控制也解耦了传统三相矢量控制（非虚拟三相算法）在三相四线制三相信号对中线电流的影响，解决了传统三相矢量控制时中线电流不易控、控制器调节参数困难以及不适用于缺相故障时的问题。

2 控制方法

为实现逆变器低输出电流/电压THD的并/离网控制和并/离网模式的快速切换，本文提出基于虚拟三相算法的三相逆变器矢量控制方法，其示意图如图3所示。

图3 控制方法示意图Fig.3 Diagram of control strategy

图3中，控制方法示意图含6个模块：虚拟三相、数字锁相、并/离网控制环节、并/离网切换策略、电压前馈控制和正弦脉宽调制（sinusoidal pulse width modulation,SPWM）。虚拟三相模块负责将逆变器控制需用到的每相电压/电流采样值分别转换为该采样信号对应的虚拟三相矢量，该模块需接收数字锁相模块提供的每相相位；数字锁相模块接收由虚拟三相模块输出的每相电网电压虚拟三相矢量，数字锁相后提供每相相位给虚拟三相模块和并/离网控制环节模块；并/离网控制环节模块通过输出控制信号到SPWM调制模块实现逆变器的并网控制和离网控制；并/离网切换策略模块决定逆变器的工作模式，并输出模式切换控制指令到并/离网控制环节模块；电网电压前馈控制实现逆变器对电网电压变化的快速响应，同时减轻其他控制环的调节压力；SPWM调制模块汇总各模块所得控制指令并得到总控制指令，该指令经SPWM调试得到逆变器的PWM控制信号。

2.1 虚拟三相

虚拟三相模块通过采用第1.1节所述虚拟三相算法对控制方法所需用到的每相电压/电流采样值分别转换为该采样信号对应的虚拟三相矢量，该模块A相的控制框图如图4所示，B相和C相控制框图结构相同，同理可得。其中，vgA为A相电网电压采样值；ωt(A)为A相电网电压数字锁相所得的相位；vgd(A)、vgq(A)分别为A相电网电压的虚拟三相矢量；iLA为A相电感电流采样值，ild(A)、ilq(A)分别为A相电感电流的虚拟三相矢量；voA为逆变器A相输出电压采样值；vod(A)、voq(A)分别为A相逆变器输出电压的虚拟三相矢量；icA为A相输出电容电流采样值；icd(A)、icq(A)分别为A相输出电容电流的虚拟三相矢量。

图4 虚拟三相模块控制框图（A相）Fig.4 Control diagram of virtual three-phase module (phase A)

2.2 数字锁相

基于dq矢量变换进行数字锁相，思路是ωt作为被控制变量，通过对采用的三相电网电压进行dq矢量变换，所得的q轴分量通过闭环控制被控制为零，以实现ωt锁定电网电压相位。

数字锁相模块基于虚拟三相模块计算所得的每相电网电压虚拟三相矢量，对A、B、C相分别进行数字锁相，其A相控制框图如图5所示，B相和C相控制框图结构相同，同理可得。

图5 数字锁相环模块控制框图（A相）Fig.5 Control diagram of digital PLL module (phase A)

2.3 并/离网控制

并/离网控制环节模块实现逆变器的并网时可调度电流源型并网控制和离网时电压源型独立组网控制，其A相控制框图如图6所示，B相和C相控制框图结构相同，同理可得。

图6 A相并网控制（a）和离网控制（b）环节模块控制框图Fig.6 Control diagram of grid-connected mode (a) and islanded mode (b) for phase A

图6a中，ildref和ilqref分别为电感电流在旋转坐标系下的指令值，vdregI(A)、vqregI(A)分别为A相的电感电流环输出信号，vregI(A)为A相并网控制环节输出的控制信号。

并网控制采用三个单相电感电流环对每相电感电流的虚拟三相矢量进行单环控制，每相电感电流环dq坐标系下的输出指令经dq/abc变换后单选abc坐标系下A相输出指令，共同组成最终并网控制输出的三相指令信号。

图6b中，vodref和voqref分别为电感电流在旋转坐标系下的指令值，icdref(A)、icqref(A)分别为A相的输出电压环输出信号，vdregV(A)、vqregV(A)分别为A相的电容电流环输出信号，vregV(A)为A相离网控制时输出的控制信号。

离网控制采用三个单相输出电压环和电容电流环对每相输出电压和电容电流的虚拟三相矢量进行双环控制，每相的输出电压环输出信号作为每相电容电流环的指令信号，每相电容电流环dq坐标系下的输出指令经dq/abc变换后单选abc坐标系下的A相输出指令，共同组成最终并网控制输出的三相指令信号。

基于虚拟三相算法的矢量控制与传统的三相矢量控制的PI调节器参数设计方法相同，在实际样机开发中可采用相同的PI调节器参数。

2.4 并/离网切换策略

并/离网切换策略模块决定逆变器的工作模式，并输出模式切换控制指令到并/离网控制环节模块，控制框图如图7。

图7a中，逆变器处于离网模式时，当接收到微网调度系统发出的并网指令，逆变器检测电网电压频率及幅值，当电网电压正常时，根据电网电压调节逆变器输出电压幅值和相位以符合并网条件，闭合逆变器并网开关并发送模式切换指令到并/离网控制环节模块，切换为并网控制。

图7b中，逆变器处于并网模式时，当接收到微网调度系统发出的离网指令，逆变器将并网功率降为0，断开逆变器并网开关并发送模式切换指令到并/离网控制环节模块，切换为离网控制；当逆变器检测到孤岛时，即刻断开逆变器并网开关并发送模式切换指令，切换为离网控制。

图7 并/离网切换策略模块控制框图：（a）离网切并网；（b）并网切离网Fig.7 Control diagram of grid-connected/islanded mode switch strategy: (a) islanded mode to grid-connected mode;(b) gridconnected mode to islanded mode

2.5 电网电压前馈控制

电网电压前馈控制的控制框图如图8所示。图中vgAf、vgBf、vgCf分别为vgA、vgB、vgC经低通滤波（low-pass filter,LPF）后的信号。

图8 电网电压前馈控制框图Fig.8 Diagram of grid voltage feedforward control

三相电网电压采样信号vgA、vgB、vgC经低通滤波后得到vgAf、vgBf、vgCf作为电网电压前馈控制信号。电网电压前馈控制可实现逆变器对电网电压变化的快速响应，同时减轻其他控制环调节压力。

2.6 SPWM 调制

SPWM调制框图如图9所示。图中vAreg、vBreg、vCreg分别为三相的总控制信号。

图9 SPWM调制框图Fig.9 Diagram of SPWM regulation

由并/离网控制环节模块输出的控制指令和电网电压前馈控制的三相控制信号分别相加得到三相的总控制信号vAreg、vBreg、vCreg，三相总控制信号进行脉宽调制（pulse width modulation,PWM）得到逆变器三相桥臂各开关器件的PWM控制信号。

3 仿真验证

为验证所提出的补偿系统及控制策略的准确性，设计了采用如图1所示拓扑电路的T型三电平三相三桥臂逆变器，额定功率 50kW，输出电感1.2 mH，输出电容40 μF。基于该结构电路和本文所提的控制方法，在 MATLAB/SIMULINK数字仿真软件下开展暂态电磁仿真试验。

3.1 离网运行

图10为三相逆变器离网模式下的输出电压和输出电流波形，工况为直流侧接入两个串接的400 V蓄电池，带阻性满载（50 kW）。由图10可知输出电压得到了很好的调节，输出电压THD小于1.5%，可见逆变器采用本文所提的控制方法时在离网模式下的输出电压THD明显比采用瞬时电流控制或传统矢量控制方法降低。

图10 逆变器输出电压（a）和输出电压THD（b）Fig.10 Output voltage (a) and THD of output voltage (b) for the inverter

3.2 并网运行

图11为三相逆变器并网模式下的电网电压和输出电流波形，工况为直流侧接入两个串接的400 V蓄电池，并网输出功率50 kW。

由图11可知输出电流得到很好的调节，输出电流跟随电网电压相位，其THD小于3%，可见逆变器采用本文所提的控制方法时在并网模式下的输出电流THD明显比采用瞬时电流控制或传统矢量控制方法降低。

图11 逆变器输出电流（a）和输出电流THD（b）Fig.11 Output current (a) and THD of output current (b) for the inverter

3.3 并网缺相运行

图12为三相逆变器并网模式下的电网电压和输出电流波形。工况为直流侧接入两个串接的400 V蓄电池，并网输出功率50 kW，在0.12 s时刻A相开路。

由图12可知A相缺相后逆变器的A相暂停工作，但B、C两相仍然正常工作，两相的输出电流仍得到很好的调节，可见逆变器采用本文所提的控制方法具备了缺相故障容错性，明显比采用瞬时电流控制或传统矢量控制方法提高了逆变器的可靠性。

图12 电网电压（a）和逆变器输出电流（b）Fig.12 Grid voltage (a) and output current of inverter (b)

4 实验验证

为验证本文所提出的补偿系统及控制策略的准确性，开发了T型三电平三相三桥臂逆变器样机，额定功率 50 kW，输出电感 1.2 mH，输出电容 40 μF，基于 DSP（TMS320F28335）控制，开关频率为 10 kHz。样机如图13所示。实验中采用Fluke 430-II三相电能质量分析仪记录波形。

图13 T型三电平逆变器样机Fig.13 Prototype of T-type three-level inverter

4.1 离网运行

图14为三相逆变器离网模式下的输出电压，工况为直流侧接入两个串接的400 V蓄电池，带阻性负载（33 kW）。

图14 （a）逆变器输出电压；（b）逆变器输出电压THDFig.14 (a) Output voltage of inverter;(b) THD of inverter output voltage

由图14可知输出电压/电流得到很好的调节，输出电压THD为2.7%，可见本文所提的控制方法可有效降低离网时输出电压THD。

4.2 并网运行

图15为三相逆变器并网模式下的电网电压和输出电流波形，工况为直流侧接入两个串接的400 V蓄电池，并网输出功率33 kW。

由图15可知输出电流得到很好的调节，输出电流跟随电网电压相位，其THD为5%，可见本文所提的控制方法可有效降低并网时的输出电流THD。

图15 （a）逆变器输出电流；（b）逆变器输出电流THDFig.15 (a) Output current of inverter;(b) THD of inverter output current

4.3 并网缺相运行

图16为三相逆变器并网模式下逆变器输出电流波形。工况为直流侧接入两个串接的400 V蓄电池，A相和B相分别输出功率11 kW，C相开路。

图16 逆变器输出电流Fig.16 Output current of inverter

由图16可知C相缺相后逆变器的C相暂停工作，但A、B两相仍然正常工作，两相的输出电流仍得到很好的调节，可见基于本文所提的控制方法，逆变器具备缺相故障的容错性。

5 结 论

本文针对现有非隔离型三电平三相三桥臂微网逆变器采用传统矢量控制时因中线电流不易控制导致的并网电流/离网电压 THD较高、微网缺相故障时逆变器不能正常工作的问题，在传统矢量控制中引入虚拟三相控制算法，使逆变器的每相控制量分别实现独立矢量控制。基于MATLAB/SIMULINK下的仿真试验结果展示了本文所提控制方法的实际效果，证明了该控制方法的可行性。本文的控制方法可实现较小的并网电流/离网电压THD，在微网缺相故障时逆变器也可正常工作，提高了逆变器的容错性。