李建杨，王俊峰，王 凯

（西安微电子技术研究所，陕西 西安 710054）

0 引 言

随着半导体行业技术的发展，大规模集成电路的供电电压越来越低，电流越来越大，DC/DC变换器随之向低压大电流输出、高效率、高功率密度等方向发展，而输出整流损耗在低压大电流条件下尤为明显。因此，为了提高开关电源转换效率，降低整流损耗，电源设计者们采取了同步整流技术。

反激式变换器中，输出只有一个整流管，因此线路结构简单、技术成熟，通常在100 W以下场合广泛应用，如图1所示。

图1 单端反激式变换器功率拓扑结构

对于单端反激式变换器来说，通常在次级侧使用肖特基二极管和一些快速恢复二极管（FRD）或超快速恢复二极管（SRD）进行整流。然而，整流二极管的导通压降较大（通常0.8～1.2 V），在大电流应用下损耗很大。通过采用低导通电阻的MOSFET取代二极管，以有效减小整流损耗，实现高效率和低成本的研究目的和市场需求。由于整流MOSFET的开通关断正好和主开关管的开通关断按严格的时序关系相跟随，所以称为“同步整流技术”，如图2所示。

图2 同步整流技术

1 同步整流的驱动

由于MOSFET的开通关断需要栅极电压信号控制，因此它不能实现被动整流，需要有驱动电路使其按照对应的时序关系开通关断。在驱动过程中，需精确控制同步整流管与前级主MOS管的死区时间。目前，大部分同步整流控制电路适用于CCM模式。而对于DCM模式，当变压器输出电流下降到0时，同步整流MOS管需关断，否则输出电容会通过变压器次级绕组、MOS管形成环流，造成很大的损耗，导致电路损坏。因此，同步整流管驱动的设计非常重要，按照驱动类型可大致分为自驱动和外驱动两类[1]。不同的驱动方式对应不同的控制方法，线路设计也存在差异，各有优缺点。

1.1 自驱动

自驱动即驱动信号由变换器自身的绕组或辅助绕组产生，通过对采样的信号进行变换、放大，进而驱动同步整流MOS管，实现输出整流。若同步整流驱动信号来自变压器次级绕组电流，则称为电流型驱动。若同步整流驱动信号来自变压器次级绕组电压，则称为电压型驱动。电流型驱动的控制稳定，驱动能力足，不受电压振铃的干扰，不会出现共通，但是添加的互感器可能会增加损耗，且在电流信号小的时候可能存在开通时间不够等问题。电压型驱动原理简单，工作稳定，是同步整流技术中最常用的一种驱动方式。然而，控制信号的关断比较难控制，容易受到振铃影响，控制线路较为复杂[2]。

1.2 外驱动

同步整流驱动信号来自于开关变换器前级PWM信号，通过对开关电源前级PWM信号进行隔离并传递到后级，然后将该信号进行变换、放大，进而驱动同步整流MOS管，实现输出整流。一般，外驱动的驱动能力较弱，需要额外添加驱动线路，较复杂。

2 单端反激同步整流电路设计

同步整流驱动线路的设计与变换器功率拓扑结构息息相关。本文针对单端反激变换器同步整流自驱动进行研究。

2.1 设计目标

根据需求，设计一款15 W的DC/DC抗辐照反激变换器，相关参数如下：输入电压20～50 V（典型值28 V）；输出电压5 V/3 A（15 W）；开关频率500 kHz；最大占空比45%；控制芯片采用国产的抗辐照PWM控制器控制芯片LZ3001；功率MOS采用国产抗辐照器件LCS7262U3RH（对应IRHNJ7230），VDS为200 V，IDS为9.4 A，Rds为0.4 Ω；同步整流管采用国产抗辐照MOS管LCS7394TIRH，VDS为60 V，IDS为35 A，Rds为0.027 Ω。

2.2 损耗优化计算

转换器在满载下效率最高，此时电路工作在连续模式。针对满载的情况进行损耗计算，反激变压器连续模式下的电流关系如图3所示。

图3 连续模式下电流波形图

从图3可以得到：

2.2.1 整流二极管损耗

二极管上的损耗即二极管两端电压所带来的损耗PD。二极管两端通过的电流与输出电流相同，则：

2.2.2 同步整流MOSFET的主要损耗

同步整流MOSFET主要损耗为：

同步整流驱动线路上的损耗。驱动线路上的电流Idrv控制在10 mA左右，阻抗Rdrv在3 kΩ左右，则驱动线路损耗为：

电流型线路中用到互感器的损耗为：

引用文献[1]的计算公式，得到二极管整流时反激变换器总损耗为[3]：

效率分布如图4所示，整流损耗占总损耗一半以上。

图4 反激变换器损耗分布图

使用二极管整流的效率为：

使用MOSFET整流时，损耗减少了2.56 W-0.58 W-0.3 W-0.27 W=1.41 W，总损耗为PSR,tot=3.01 W，效率为83.2%，则效率提升值为Δη=η-SRηD=6%。

2.3 驱动电路的设计

驱动信号的选取。当主变压器开通时，同步整流MOS管漏端电压为正，驱动电路应输出低电平使同步整流管截止，次级侧不导通；当主开关管关断时，同步整流MOS管漏端电压为负，驱动电路应输出高电平，启动同步整流管。为了准确控制同步整流管的开通，使其在CCM、DCM模式下都能顺利工作，本文采用可以精准控制的电流型自驱动同步整流线路[4]，原理如图5所示。

图5 电流型自驱动线路图

如图5所示，需要的同步整流管的驱动波形正好与主开关管波形互补，即和变压器a端的波形相同。当前级MOS关断时，后级有电流流过c端，互感器T2会将流过4、5端的电流is1感应到1、2端，形成is2，且is2波形与is1相同，如图3所示为一梯形波，满足：

is2一部分通过R2转化为电压，并且由D1整流去掉负的部分，形成与电流同步的锯齿波电压。另一部分is经过D1后，一部分流向R4成为ib，一部分流向R3形成 i3。

Q3将锯齿波电压转化为方波，且ic流经R5，将方波电压浮起至Vc。

比较Vb与Vc，得到零起始的方波电压，再放大管驱动，得到最终的驱动波形。

3 电路实验及分析

根据设计目标，拟设计一款抗辐照反激DC/DC实验样机用于验证同步整流。

3.1 实验波形

图6和图7分别为连续模式下主MOSFET与同步整流MOSFET的驱动波形图、断续模式下主开关漏级电压与同步整流MOSFET驱动波形图。

可以看到，驱动波形在断续模式时死区时间过长，且驱动波形的上升、下降较缓，分析是断续时斜坡电流过小，线路检测灵敏度不够，使其提前关断。

3.2 试验结果分析

试验结果如图8所示。

图6 连续模式下主MOSFET与同步整流MOSFET驱动波形图

图7 断续模式下主开关漏级电压与同步整流MOSFET驱动波形图

图8 效率提升曲线图

结果分析：

（1）同步整流驱动线路的驱动信号输出与主MOSFET互补的光滑平整的输出波形，顺利控制了同步整流MOSFET的开通关段，使电路正常运行；

（2）同步整流线路提升了电路的转换效率，并且随着输出电流的上升获得提升，满载下效率提升了4.2%；

（3）实际测量的效率提升值没有达到计算值，是由于计算时忽略了导线损耗、电路板上的损耗等，且开通时出现了一部分死区时间影响了效率。

4 结 论

本文研究基于单端反激抗辐照DC/DC变压器的自驱动同步整流技术，对一种电流型自驱动同步整流技术进行了仿真、实验验证。实验结果表明，自驱动同步整流技术线路简单，工作稳定，可以大幅提高电源的转换效率。但是，本文验证的电流型自驱动线路仍存在需要改进的地方。例如，基于试验结果分析认为，可以使用比较器等高速灵敏器件对自驱动线路加以改进。