黄卓，周涛

（1.陕西华经微电子股份有限公司，陕西 西安 710065；2.西安陕鼓动力工程有限公司，陕西 西安 710075）

0 引言

随着半导体技术的迅速发展，IC芯片集成度不断提高，要求供电的DC/DC变换器必须实现低压大电流输出。传统的单端正激式DC/DC变换器磁芯工作在第一象限，利用率不高，变压器体积大，难以提高开关频率,晶体管是硬开关工作模式, 开关器件电压应力高、开关损耗大等。为了克服这些缺点,提出了有源钳位正激变换器,因为它可以使正激式变换器磁芯的工作范围，从第一象限扩展到第三象限，提高了磁芯的有效利用率，并且能够实现零电压软开关工作模式,从而大量地减少开关器件的电压应力，降低变压器的功耗,改善电磁兼容性，提高变换器的效率。

在DC/DC变换器输出电路中，传统的整流方式是：使用肖特基二极管或快恢复二极管作为整流管，整流损耗占了变换器总损耗的一半以上，很难达到高效率。因此，降低二极管的正向压降已经成为降低整流管损耗、提高低压大电流输出DC/DC变换器效率的关键。同步整流技术的出现，正好顺应了发展的要求。即采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来替代常用二极管实现整流功能。可以较大地减少整流损耗，从而改善变换器的热性能，提高变换器的效率和可靠性。

有源钳位技术和同步整流技术的结合，促使低压大电流输出的DC/DC变换器向着高效、节能、小型化的方向不断发展。

1 同步整流有源钳位正激式变换器工作原理

按有源钳位电路直接加在变压器初级两端或者直接加在主MOS开关两端，将有源钳位技术分为高端钳位和低边钳位两种。本文所采用的是低边钳位。同步整流有源钳位正激式变换器的主电路如图1所示，Vin是输入电压，L和C2分别是输出滤波电感和滤波电容，变压器初级除了主开关Q1之外，还有由辅助开关管即钳位开关管Q2和钳位电容C1组成的正激变换器磁复位网络。当Q1导通时，Q2关断；反之，当Q1关断时，Q2导通。Q1和Q2的栅极驱动信号是互补的，并且两者之间有一定的延迟，以防止二者同时导通。

其工作原理是：Q1导通时，输入电压全部加在变压器励磁电感两端，变换器将能量通过变压器传输给负载，变压器磁芯正向励磁，此过程为功率传输过程；Q1关断时，Q2的体二极管导通，钳位电容C1迅速充电到输入电压，Q2在驱动信号作用下导通，钳位电压加在励磁电感上的电压和Q1导通时相反，变压器的励磁能量向电源释放，反向磁化并恢复至最初的状态，实现了变压器磁复位。由于MOSFET的导通电阻很小，导通时的功率损耗非常小，因此能显著降低电路的损耗[1]。

由于Q1和Q2互补导通，变压器的次级电压无死区，同步整流管可以直接采用电压自驱动，简单而且容易实现。主管SR2和辅管SR1互补工作，当变压器次级电压由负变正时，MOS管SR2导通，SR1关断，当变压器次级电压由正变负时，MOS管SR1导通，SR2关断，两只MOS管随变压器次级电压轮流导通和关断，实现整流管的功能。由于SR1和SR2的驱动信号在时序上是互补关系，二者之间有一定的死区，可以实现主管和辅管的零电压开通，大大降低了整流损耗。

图1 同步整流有源钳位正激式变换器主电路Fig.1 Main circuit of synchronous rectification active clamp forward converter

2 设计方案

2.1 控制电路设计

选择NS公司的LM5025A作为控制芯片。LM5025A是专为有源钳位开发的电压型PWM控制芯片，可用来控制P沟道钳位开关或N沟道钳位开关。内部集成了峰值电流为3A和1.25A的MOSFET门驱动器各一个，可提供两路互补PWM输出，一个输出给有源钳位主管驱动，另一个输出给辅管驱动，不需要加设外置驱动器。此控制器是为高速工作设计的，振荡频率可达1MHz，PWM和电流采样传输的延迟时间小于100ns，可调节主输出和钳位输出之间的滞后时间或重叠时间。具有逐周（cycle by cycle）和打嗝（hiccup）两种限流保护模式，防止电路过载或短路。还具有以下特性：欠压锁定，软启动，振荡器同步和热保护等功能，使得芯片外围电路器件很少。

2.2 反馈稳压电路设计

反馈电路的作用是：对经过同步整流和电感滤波之后的输出电压进行采样，与电压基准源的基准电压比较，得到一个反馈电压值，然后通过隔离光耦将此电压送入脉宽调制器与三角波进行比较，得到脉宽随输出电压变化的PWM信号，通过调节占空比从而达到控制输出电压稳定的目的。

2.3 保护电路

当输出端出现过载或短路情况时，流过变压器初级绕组的电流增大，导致变压器次级绕组感应电压升高，通过反馈电路送至LM5025A电路的CS1、CS2脚，当CS1脚电压超过0.25V时，电路输出将进入周期性电流限制状态。当CS2引脚电压超过0.25V时，软启动电容C26将被完全隔离，并通过内部FET上拉1μA电流，迫使振荡器停振，封锁驱动脉冲，芯片将停止输出PWM信号，防止器件过流损坏。因此可以非常方便的使用电压比较器设计各种保护电路，如输出短路保护、输出过流保护、过温保护电路等。当检测到故障消失后，内部振荡器自动复位，开关电源重新启动[1-3]。

输入过欠压保护本次设计采用了如下图2所示电路。输入电压经电阻分压、三极管的导通放电，反馈至LM5025A的UVLO引脚，与芯片内部2.5V基准电压进行比较，对驱动信号进行封锁，从而关断主开关管，达到保护的目的。

图2 输入过欠压保护原理图Fig.2 Schematic diagram of undervoltage input protection

2.4 占空比的选择

在设计开关电源时，应该选择合理的占空比，使输入电压为最小值和最大值时，开关管的电压应力相等。

可得：

欲使输入最大电压和最小电压时开关管电压应力相等，必须满足

将（2）式代入（1）式中可得：Dmin=0.33，Dmax =0.67，N=2.4取整数2.

2.5 开关管的选择

选择MOSFET的原则是：MOSFET的额定电压和电流值不小于变换器中MOSFET所承受的最大电压和最大电流，一般应该为两倍[3-5]。同时，MOSFET的导通速度和导通电阻也是在器件选择时首要考虑的问题，导通速度要快，导通电阻要尽可能小。

输入为VIN（min）=18V, Dmax=0.67时，主开关管Q1的电压应力为：

输入为VIN（max）=36V, Dmin=0.33时，主开关管Q1的电压应力为：

在变换器正常运行时，主开关管Q1流过的最大电流为：

选择TI公司的CSD19533Q5A，漏源最大电压为100V,最大漏极电流最小值为13A,导通电阻最大值仅为8.7mΩ。

2.6 辅助开关管的选择

在低边有源钳位电路中，辅助开关管选择P沟道MOS管，辅助开关管承受的最大电压即钳位电容电压。

由于辅助开关管不流过变压器次级折射到初级侧的电流，只流过励磁电流，因此电流很小可以忽略，在选择辅助开关管时导通电阻不是其主要的考虑因素，较低的栅极电荷才是主要的考虑因素。

选择IR公司的P沟道MOS管IRFR6215，漏源最大电压为-150V，导通电阻0.295Ω，漏极电流最大值为-13A，栅极电荷66nC。

2.7 同步整流管的选择

当主开关管Q1导通时，同步整流管SR2承受的电压为：

当输入电压为最大值36V时，同步整流管SR2承受的最大电压为：

当主开关管Q1关断时，一次侧绕组承受的反向电压为钳位电容C1上的电压VC1，同步整流管SR1承受的电压为：

当输入电压为最大值18V、Dmax =0.67时，同步整流管SR1承受的最大电压为：

SR1和SR2上流过的最大电流为最大输出电流加上电流纹波，△IL取0.1IL，则最大电流为1.05 IL，即10.5A。

因此，同步整流管上承受的最大电压为18.3V，流过的最大电流为10.5A。可以选择VISHAY公司生产的SIR422DP来满足要求，其漏源最大电压为40V,最大漏极电流为20.5A，导通电阻最大值仅为8mΩ。

2.8 功率变压器的设计

采用PCB平面变压器，可相应的减小变压器的体积和高度，达到高电流密度、高效率。这种变压器采用平面的RM或EI型铁氧体磁芯。在高频下磁芯损耗很低。在绕组结构方面采用多层印刷电路板叠合而成，这种结构直流电阻低、漏感低、分布电容小，可满足设计要求。由于磁芯良好的磁屏蔽，还可获得抑制射频干扰的良好效果[6-8]。

根据传输功率选择变压器磁芯，输出功率PO为50W，选择RM2.3KD材料的磁芯，使用AP法计算磁芯的AP值。

其中，AW为磁芯有效窗口面积，单位cm2；Ae为磁芯有效截面积，单位cm2；PO为输出功率，△B为磁通密度变化量，取0.22T,fT为变压器工作频率，K为系数，取0.014.

由法拉第电磁感应定律得出初级绕组的匝数：

取整数4匝，根据变压器初次级匝比为2可得到次级的匝数为2匝。

3 结论

根据设计制作出样品，在常温、高温（+85℃）、低温（-55℃）下工作时分别进行了测试，在整个输入范围内，输出电压稳定，当输入电压为28V，输出功率为50W时，常温下效率可达到91.74%，高低温下效率也超过90%，在各项环境试验中性能表现比较满意，工作安全可靠，达到了设计要求。有源钳位同步整流技术使DC/DC变换器的效率得到了大大的提升，体积也进一步减小，适应了现代开关电源的发展要求。