李 浩，黄文新，邱 鑫，卜飞飞

(南京航空航天大学，江苏 210016)

0 引 言

近几年，我国低速电动汽车(速度低于70 km/h的简易四轮纯电动汽车)市场扩张迅速，市场潜力十分巨大，仅山东省2012年就销售了近10万辆的低速电动汽车。但是，目前市场上在售的低速电动汽车驾驶及安全性能普遍较低，同时为了降低成本，大多采用传统的串励电动机，控制器以简单模拟电路或初级电路为主[1]。虽然串励电动机控制简单，但是其整体效率不高，而且电刷的存在增加了维护成本。因此，为了在未来的低速电动汽车市场上获得有利的竞争优势，有必要研制一款成本相当但具有优良性能的低速电动汽车控制器。

由于永磁同步电动机的功率密度和效率都比较高，因此在电池容量受到限制的情况下，比串励电动机更加适合作为低速电动汽车的驱动电动机[2-3]。目前，永磁同步电动机调速系统一般都采用矢量控制，但是矢量控制对电动机参数变化敏感，它的控制性能可能被电动汽车复杂的运行工况影响。与矢量控制通过d，q轴电流解耦以完成对电磁转矩的间接控制相比，直接转矩控制可以直接对定子磁链幅值以及转矩角进行控制以达到控制转矩的目的，它对电动机参数变化不敏感，鲁棒性较强，更加适用于电动汽车控制[4-5]。另外，为了尽可能地降低成本，电动汽车的控制系统采用多个功率MOSFET并联方式组成系统的主功率电路，以代替价格昂贵的IPM智能功率模块或者IGBT模块。同时，分别使用廉价的开口磁环及磁编码器来代替电流霍尔传感器及旋转变压器进行电动机的相电流和位置检测。

1 IPMSM-DTC策略

凸极永磁同步电动机(以下简称IPMSM)的转矩方程可以表示:

Te=3pψs4LdLq[2ψfLqsinδ+ψs(Ld-Lq)sin(2δ)]

(1)

式中：p为电动机极对数；ψs为定子磁链；ψf为转子磁链；Ld，Lq分别为电动机直交轴电感(Ld>Lq)；δ为电动机转矩角，即定转子磁链的夹角。

IPMSM的直接转矩控制可以通过保持定转子磁链幅值恒定、增大转矩角δ,以获得更大的输出转矩，如式(1)所示。但是当δ>δm时，系统转矩角增加，导致电动机的输出转矩不升反降，最后造成系统的失控和崩溃[6-9]，因此矩角δ必须小于最大转矩角δm。最大转矩角δm的表达式可以表示：

式中：α=(ψfLd)/(Lq-Lq)。

如图1所示，本文对电动机电磁转矩Te和转矩角δ的关系在α，β坐标系下进行分析。当需要将转矩角从δ调节为δ′时，大于电动机反电势的电压矢量u，u′，u″都能满足要求，但是各电压矢量对定子磁链幅值的影响却是不同的。与磁链ψs0垂直的u保持磁链幅值不变，u′在增加转矩角的同时，还可以使磁链幅值减小，而u″将能够同时令磁链幅值增加。因此，改变电压矢量的发出角度将能够起到同时调节电动机转矩角和定子磁链幅值的效果。

图1IPMSM-DTC控制原理矢量图

假设保持发出电压矢量的幅值不变，但是其相对垂直于定子磁链ψs0的方向偏离一定角度，则投影到垂直磁链方向的电压矢量分量会相应减小，进而引起转矩角的瞬时减小。但实际发出的电压矢量大部分情况下都与当前磁链ψs0近似垂直，根据三角函数原理，投影到垂直磁链方向的电压矢量分量变化还是比较小的。因此，发出电压矢量的角度主要会对定子磁链幅值产生影响，其对转矩角的影响基本可以忽略，从而通过分别控制发出的电压矢幅值和角度对转矩角和磁链幅值进行控制，实现转矩和磁链的近似解耦控制。

图2IPMSM-DTC策略总体框图

根据上文的分析，得到了一种低速电动汽车用IPMSM-DTC控制策略，如图2所示。通过该控制策略，直接通过转矩闭环的PI控制器得到电压矢量幅值。至于电压矢量的角度变化量Δδ则由定子磁链幅值闭环得到，将Δδ和实时观测的转子位置以及转矩角进行结合，综合得到在静止α-β坐标系的电压矢量，最后经过SVPWM调制获得主功率电路的驱动信号。

2 控制系统硬件设计

系统采用飞思卡尔(Freescale)公司的DSP MC56F8037作为控制核心，该DSP不仅具备12位高精度A/D转换模块和PWM发生器，还集成了SCI串行通信模块，以便与上位机进行通信。整个系统主要由永磁同步电动机、72 V铅酸电池组、并联功率MOSFET主功率电路、MOSFET驱动电路、DSP核心控制电路、信号检测与保护电路等相关电路构成，图3为整个系统的硬件结构框图。

图3系统的硬件结构框图

2.1 主功率电路设计

综合考虑成本及低压大电流情况下功率MOSFET远比IGBT通态损耗低等因素[10-11]，采用功率MOSFET场效应管并联组成系统的三相全桥主功率电路。图4为系统主功率电路结构图，其中功率MOSFET选择英飞凌公司的MOSFET管IPP048N12N3G，漏极电流为100 A，耐压值120 V，通态电阻为4.8 mΩ。在MOSFET并联情况下，由于器件参数及驱动参数等因素的影响，经常会出现并联的MOSFET产生严重的不均流现象，导致功率MOSFET过流损坏，因此最好选用同一型号、同一批次的功率MOSFET进行并联，以获得好的均流效果。

图4三相全桥主功率电路结构图

2.2 驱动电路设计

功率MOSFET在频繁的开通、关断过程中的损耗主要有通态损耗和开关损耗，其开关损耗方程如下：

PS=USIM2(ton+toff)f

(3)

式中：US为断态电压值；IM为通态电流值；f为PWM开关频率；ton，toff为器件开通和关断时间值。假设驱动电路的驱动电流I为恒定值，则功率MOSFET的开通和关断时间如下：

dT=Q/I

(4)

式中：Q为栅极总电荷。若以驱动电路的峰值驱动电流IPeak代替I进行计算，则能获得近似的开通和关断时间。所以，较大的驱动电流将使功率MOSFET具有更快的开通和关断时间，进而获得更小的开关损耗。

IR2110是一款双通道、高压高速的功率MOSFET和IGBT驱动芯片，它成本低、响应速度快、驱动能力强。特别是其上管驱动采用外部自举电容供电，使其只需要共用一路10～20 V电源就可以驱动三相全桥逆变电路，减低了驱动系统成本和体积，提高了系统可靠性。但是，IR2110的峰值驱动电流只有2 A，考虑到增加驱动电流可以达到降低开关损耗目的，系统采用两片IR2110并联方式组成功率MOSFET的驱动电路，以获得4 A的峰值驱动电流。图5为U相功率MOSFET驱动电路，其中UP_B为U相上管驱动信号，UN_B为U相下管驱动信号，UP_S与上管源级相连。

图5基于IR2110的功率MOSFET驱动电路

2.3 电流检测电路设计

系统使用霍尔元件和开口磁环相配合来采样与检测电动机相电流。在一定匝数的导线通过开口的磁环时，开口磁环气隙处的磁感强度正比于导线电流，将霍尔元件SS496放在气隙处来检测气隙磁感应强度以获得导线电流值[12-13]，其工作原理如图6所示。

图6基于SS496的开口磁环电流采样原理图

霍尔元件SS496的有效输出范围为0.5～4.5V，而DSP56F8037的A/D采样口允许输入电压范围为0～3.3 V，因此需要一个电流调理电路对霍尔元件输出信号进行转换，电路图如图7所示。另外，系统只对三相电动机的两相电流进行采样调理，第三相根据电动机三相电流之和为零计算得出。

图7电流调理电路

2.4 转子位置检测模块

与感应电动机的直接转矩控制不同，永磁同步电动机由于转子磁链的存在，起动时定子的α轴及β轴磁链与该时刻转子位置有关，因此需要确定电动机转子的初始位置[4]。另外从实时监控转矩角以防止系统崩溃角度出发，也需要使用转子位置传感器。目前，正弦波驱动永磁同步电动机的转子位置检测器件主要为光电码盘和旋转变压器，但是光电码盘对使用环境要求比较苛刻，旋转变压器的解码芯片比较昂贵。针对上述问题，系统采用了廉价的非接触磁编码器AS5134作为转子位置检测器件。

AS5134是奥地利微电子公司推出的一款非接触的8.5位磁旋转变压器芯片。该磁编码器完全符合车用AEC-Q100标准，从磁铁的磁感应强度信号输入到芯片信号输出延时只有22 μs左右，能够以SPI方式输出绝对位置信息，且最高测量转速可达76 875 r/min。它通过芯片内部的磁霍尔元件检测安装在电动机转子上感应磁铁的磁感应强度，并利用芯片内部的A/D模块、数字信号处理模块获得转子的绝对位置信息，图8、图9分别为AS5134的安装示意图及内部原理图。

图8AS5134安装示意图

图9AS5134内部原理图

3 实验验证

为验证本文的DTC控制策略的正确性和系统硬件的可靠性，在一拖动实验平台上进行了模拟电动汽车运行的相关实验。平台的实验样机为一台4 kW的IPMSM，极对数为4，转子磁链为0.021 2 Wb。拖动电动机为5.5 kW的异步电动机，由一台西门子440系列变频器进行控制。以转速控制模式运行拖动电动机，转矩控制模式运行实验样机。同时，利用DSP自带的SCI通信接口，在上位机使用串行监控软件Freemaster实时观察和采集实验数据及波形。

图10为磁编码器AS5134采集的转子位置信号。电动机每转过一转，编码器输出360°机械角度步进绝对位置信号。

图10基于磁编码器AS5134的转子位置信号

由图11可知，在稳态运行条件下，定子磁链在静止α，β坐标系的分量ψsα，ψsβ均具有较好的正弦度，定子磁链幅值的误差在1%以内，电磁转矩误差在5%以内，电动机相电流比较平滑，说明该控制策略在稳态条件下有比较好的转矩和磁链控制精度。

(a) 定子磁链

(b) 定子磁链的误差

(c) 电磁转矩

(d) A相电流

图11负载10 N·m,转速1 000 r/min时稳态实验波形

图12为拖动电动机转速为1 000 r/min时，实验样机突加10N·m转矩的实验波形。通过实验波形可知，转矩相应时间只需要6 ms左右，系统有较快的转矩响应。

(a) 电磁转矩

(b)A相电流

图121 000 r/min时突加10 N·m负载实验波形

4 结 语

本文对基于IPMSM-DTC的低速电动汽车控制系统的硬件电路设计和控制策略做了简单的叙述，并进行了相关的实验验证。实验结果表明，系统采用的控制策略有效、可靠，硬件设计简单、可行，比较适合成本压力大但要求较高的转矩控制与安全性能的低速电动汽车等应用场合。

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