曹栖源，陈汝兵

（1.成都七中 林荫校区，四川 成都610041；2.西华大学 电气与电子信息学院，四川 成都610039）

0 前言

近年来，随着我国高铁的快速发展，机车从电网中吸收电能，也就是大量的非线性负载接入电网中，将造成大量无功功率和谐波注入电网中，对电网电能质量造成严重污染，降低电网的稳定性和可靠性。因此，在交流变直流过程中希望机车网侧交流电压与电流同相，但是在传统的整流拓扑电路结构中，采用二极管不控整流电路和晶闸管相控整流，造成功率因数低、谐波成分大。随着电力电子技术的快速发展，目前PWM整流器进行AC/DC变换时能实现网侧电流正弦化，保证单位功率因数运行和能量双向流动，PWM整流技术在工程实践中得到大量运用[1]。

单相电压型PWM整流器控制方法有直接电流控制和间接电流控制两种，直接电流控制具有动态响应快、性能好等特点，但检测变量多、算法复杂。在相关文献研究的基础上[2-4]，采用算法简单的幅相控制策略，通过实时检测网侧电流和直流侧负载电压来控制整流器输入端电压基波，从而实现单位功率因数下整流和逆变的双向运行。

1 单相电压型PWM整流器

1.1 拓扑电路结构

单相电压型PWM整流器主电路主要由交流电源uN、交流电感LN、功率模块、直流侧储能电容C组成，如图1所示。LN起平衡电路电压、支撑无功功率和储存能量的作用，能量可以通过VD1～VD4（或VD2～VD3）完成从直流侧向交流侧的传递，也可经全控器件IGBT1～IGBT4（或IGBT2～IGBT3）从直流侧反馈给电网，所以PWM整流是可逆的[2]。

图1 单相电压型PWM整流主电路

1.2 工作过程分析

从能量流传的角度分析，主要分为三种情况：

（1）电路沿 LN短路。当处于 uN正半周，iN＞0 时,VD1、IGBT3导通；当处于 uN负半周时，iN＜0 时，VD3、IGBT1导通；电源沿 LN短路，uS=0，id=0，负载电流由电容C放电维持，LN储能。

（2）电源和LN向负载供电。当处于uN正半周，iN＞0 时，VD1、VD4导通；当处于 uN负半周时，iN＜0 时，VD2、VD3导通；电源和LN共同作用向负载供电，id=，uS=Ud，LN释放能量。

（3）负载和电源向LN馈电。当处于uN正半周，iN＞0 时，IGBT2、IGBT3导通；当处于 uN负半周时，iN＜0时，IGBT1、IGBT4导通；id＜0，uS=-Ud，负载能量反馈到交流侧，LN储能。

电路任一瞬间只能工作于上述某一状态，但随着开关状态的更迭，在不同的时区电路将工作于不同状态，如此循环[3]。

由上述分析可绘制出λ=1时电路的电量大致波形如图2所示，电路各工作状态、导通器件和电量关系如表1所示。

图2 λ=1时电路的电量波形

表1 单相SPWM整流电路在λ=1时的工况

1.3 单相电压型PWM整流器数学模型

电路处于稳态时要求网侧电流正弦化，保持网侧功率因数为λ=1，为了简化分析，忽略LN和电网内阻，整流电路无内耗，输出直流电压无纹波，设

按上述要求应有

根据电路无内耗的假定，R为负载电阻，则有

根据图2的电量波形分析可知，uS为单极性的PWM波形，该波形除包含基波分量uS1之外还有其他谐波，对基波分量有

其矢量关系如图3所示，图中角φ可表示为

图3 单相PWM整流电路入端电量矢量图

采用平均值模型分析uS。uS在一个开关周期中的平均值可表示为

在载波比 KC＞＞1和m＜1条件下，uS可近似等于uS的基波分量uS1，故有

2 单相PWM整流器幅相控制技术

PWM整流电路的实质是对网侧电流iN的波形（正弦化）幅值和相位进行控制，从电流控制角度出发分为两大类：一是基于幅相控制策略的间接控制，二是直接控制。直接控制又分为滞环电流跟踪控制、矢量控制、平均电流控制、无差拍控制等[4]。基于幅相控制策略的间接控制方式首先在PWM整流电路中得到应用，虽然存在动态响应慢的弱点，但其控制电路简单、无需测量网侧电流、易于实现，故在不需要频繁启动和负载变化不剧烈的场合仍然适用，系统框图如图4所示。

图4 幅相控制及策略系统框图

图4为简化系统具有纯阻负载并采用幅相控制的单电压环方案，网测电压uN经移相后可得到一个与uLN基波分量同频同相的正弦信号uφ；增益环节根据式（3）、式（4）确定增益系数，通过调整 uφ的幅值得到uLN基波分量；由图3所示向量关系可得，uN减去uL1就是uS的基波分量uS1。给定电压与反馈电压差值经PI调节后与uS1相乘来调节uS1的幅值，从而使输出电压跟随指定电压，实现调压功能[5-7]。

3 基于幅相控制的单相电压型PWM整流仿真分析

3.1 整流模式下仿真分析

在Matlab中的SIMULINK中，根据图1和图4构建了仿真电路，网侧电压为有效值220 V、频率50 Hz的正弦交流电，直流侧给定电压380 V，网侧电感LN为50 mH，直流侧滤波电容C为2 000 μF，负载电阻 0～5 s为 90 Ω，5 s后突变为 45 Ω，载波频率fC为4 000 Hz，载波比KC为80。直流侧电压波形如图5所示，显然输出电压是跟随指定值的，即使在5 s时负载加重，输出电压仅轻微下降，随后恢复，但动态响应速度不够快。

图5 直流侧输出电压

电路处于稳态时网侧的电压电流波形如图6所示，网侧电流、电压同频同相，即网侧功率因数为1。在5 s时负载波动，网侧电流除了幅值增加外几乎不受影响，图7为网侧电流傅里叶分析，结果表明，其中三次谐波成分和直流分量较高，总谐波失真4.99%。

图6 稳态网侧电流电压波形

3.2 逆变模式下仿真分析

PWM整流器工作在逆变模式下网侧电压电流波形如图8所示，给定电压为有效值220 V、频率50 Hz的正弦交流电压，负载电阻15 Ω，直流电压源380 V，其他参数与λ=1时一致。显然，电压电流频率相同，相位刚好差π rad。即功率因数为-1，电路工作在逆变状态。

图7 网侧电流谐波分析

图8 逆变模式下网侧电压电流波形

4 结论

对单相电压型PWM整流电路工作原理进行理论分析，建立了该电路的数学模型，采用基于幅相控制策略的间接控制方式进行仿真分析。仿真结果表明，采用该控制策略的单相电压型PWM整流电路能够运行在单位功率因数，实现能量双向流动，输出电压可调且纹波电压仅约为±6 V，负载在一定范围内突变电路仍能稳定运行，抗干扰能力良好，网侧电压电流基本正弦化，总谐波失真小于5%，且控制结构简单、成本较低，无需对网侧电流进行测量，易于实现。与传统的整流电路相比，大大提高了功率因数，减小了谐波污染，该电路能四象限运行，节约了能源。因此，本研究的控制方法对轨道交通上的电源具有一定参考意义。

参考文献：

[1]周桂煜，张超.单相PWM整流器设计[J].电机与控制学报，2014，8（8）：49-54.

[2]张兴，张崇魏.PWM整流器及其控制[M].北京：机械工业出版社，2012.

[3]林渭勋.现代电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2005.

[4]张荣佳，刘春海，王莹，等.单相PWM整流器直接电流控制策略的研究[J].电子世界，2013（17）：45-46.

[5]吴国祥，陈国呈，李杰，等.三相PWM整流器幅相控制策略[J].上海大学学报（自然科学版），2008（2）：130-135.

[6]张军伟，王兵树，刘治安，等.单相电压型PWM整流电路原理分析与仿真[J].现代电子技术，2009，32（8）：186-189.

[7]张蕊萍，陈志强.电压型PWM整流器PI参数整定[J].电源技术，2014，38（5）：941-942.