汪晓文，马文博，荣 焱，武 荣

（兰州空间技术物理研究所 甘肃 兰州730000）

可开关控制的RCC电源设计及优化

汪晓文，马文博，荣 焱，武 荣

（兰州空间技术物理研究所 甘肃 兰州730000）

设计了一种具有开关控制功能的RCC电源，外部的控制信号可通过它的使能端禁止或使能RCC电源的输出。在典型RCC电路方案的基础上，根据电路自身的工作原理，在不影响其正常工作的前提下对其做了尽可能少的改动，使之具有可靠的开关控制功能。通过对其关机性能的研究，提出了一个优化其关机性能的解决方案，验证结果说明电路经优化后，关机性能明显改善。

RCC电源；自激式反激变换器；可开关控制；关机性能优化

RCC电源属于自激式反激电路[1]，电路结构简单，广泛应用在中小功率电源中，如手机充电器、笔记本适配器等[2]。关于RCC的电路原理与设计方面已非常成熟，但应用在某些特定的场合，如宇航卫星供配电系统中，RCC电源需要具备开关机控制功能，当电源需要开通或关断时，需从地面向卫星发送开关机指令进行控制[3-4]。对一般电源，开关机控制的实现方法主要通过在输入母线上串接继电器或用MOSFET作开关管对电源的输入端进行控制以实现对输出的控制。但对RCC电源来说，根据其自身的工作特性，提出了另外一种设计方法，在典型的RCC电路基础上做尽量少的改动，以降低生产成本和电路复杂程度，使其具有良好的开关机控制功能。

图1 可开关控制的RCC电路设计原理图

1 电路的原理与设计

1.1 RCC开关控制电路的设计原理

可开关控制的RCC电路设计如图1所示，其中虚线框内的部分是典型的RCC电路[5]。

根据它的工作原理可知，开关三极管VQ1是RCC电路的关键器件，工作时它的饱和导通与截止关断状态的交替转换使得电路能够自激震荡而产生输出电压。使VQ1导通的电流包括两路：一路是启动电流 Ia， 它的流向是输入+Vin→R1→VQ1→R2→GND1；另一路是正反馈电流Ib，它的流向是主变压器 T1的 3-4绕组→R3→VQ1→R2→GND1。 要使RCC在加电工作条件下关机无输出，只需让VQ1保持在截止关断态而不向饱和导通态过渡，即VQ1始终无电流通过；要使RCC从关机状态重新开机输出，只需让VQ1饱和导通，电路重新进入自激震荡即可[6-7]。

设计方法是将一个二极管VD4的阳极接在VQ1的基极上，VD4的阴极为禁止端INH，也即外部信号控制RCC电源开关机的接口。当INH为接高电平时，由于正常工作时VQ1的基极最大电压小于1V（已测试验证），VD4反向截止无电流通过，RCC电源有正常输出；当INH为低电平时，VD4正向导通，原来流过VQ1基极的电流Ia与Ib流过VD4，VQ1立即截止关断，T1无励磁电流，正反馈电流Ib也随之消失，最终使RCC无输出。VD4的作用就是使电流只能单向流出INH，若无VD4，当INH端接入的控制信号为高电平时，将会使VQ1始终处于导通状态，T1初级绕组很快饱和，导致流过VQ1的集电极电流很大而烧毁VQ1。

1.2 电路的参数设计

1.2.1 变压器设计

考虑到RCC电路在星用供电系统中通常是作为一种辅助电源[8-9]而设计的，所以要求输出功率小，其负载功率一般小于0.5 W。星用100V母线供电要求输入电压Vin=80～120V，额载下工作频率f=200kHz，占空比D=0.36，输出电压V0=12V，主变压器磁芯采用Philips公司的P11-7-3F3。

根据公式（1）可算出初级绕组所需电感量LP：

式中，VQ1导通时间Ton=D/f=0.36/200×103=1.8 μs，输入最小电压Vin（min）=80V，RCC 效率 η=55％，输出功率Po=0.5 W，经计算得Lp=2.28mH；由于电感与绕组匝数的平方成正比[10-11]，因此可利用公式（2）计算变压器初级绕组匝数Np：

式中，Alg为磁芯每1000匝的电感量，通常磁芯制造商都会给出[12-13]；经计算得Np=60；根据公式（3）可计算次级绕组电感量Ls：

式中，Io=Po/（Uo+0.7）=0.04 A，经计算得到次级电感量Ls=317 μH；根据公式（4）计算反馈绕组所需匝数Ns：

经计算得Ns=22；根据公式（5）计算反馈绕组所需匝数Nb：

其中，UEB（max）为 VQ1 发射极与基极最大承受耐压值为7.0V，UF为输出整流管正向导通压降为0.7V，经计算得Nb=12。

1.2.2 其他元器件的选取

考虑到RCC电路是典型的反激式变换器[14-15]，正常工作时其开关器件（即开关三极管VQ1）承受的电压至少是输入电压的1.3倍（不考虑变压器漏感尖峰），RCC输入的最高电压为120V，且星用二次电源需满足降额因子为0.5的设计原则，所以图1中开关三极管VQ1的最高耐压至少要求2×1.3×120=312V，因此选用NPN型开关三极管2N3439，它的集电极-发射极最高耐压Vceo为350V，满足设计要求。RCC的稳压二极管VD1的稳压值决定了它的输出电压，故选用稳压值为13V的稳压二极管BZX55C13V（考虑满载时输出电压略有下降）。输出电流峰值约为平均电流的1.5倍，即1.5×0.04 A=0.06 A，输出整流二极管VD3选用硅快恢复整流二极管2CZ2A，其最高正向电流为0.3 A，满足降额设计要求。VD2实际工作反向耐压最高为30V，VD4用以隔离外部的高电平信号且禁止时保证电流从INH端单向流出，故均采用快恢复二极管1N4148，其最高反向耐压为 75V。R1=100kΩ，R2=47 Ω，R3=5.1kΩ，R4=10kΩ，C14=C26=0.1μF。

2 实验

2.1 波形与数据

按以上设计参数做出实验电路，并用示波器对电路的主要部分波形进行测试，图2与图3分别为输入电压为100V、额定负载工作条件下，开关三极管VQ3的集电极波形与RCC输出电压波形，自激震荡频率为200 kHz，输出电压为11.85V，输出纹波峰峰值为150 mV，输出电压基本稳定；

为更全面地测试此电路的输出特性，又在不同工况下进行了测试，测试结果如表1所示。

从上述图3、图4及表1的数据可看出实际RCC电路测量波形和数据结果基本符合预期的设计要求。

图2 开关三极管VQ3的集电极波形

图3 RCC额载（100V输入）时输出电压波形

表1 RCC在不同输入电压及负载条件下输出测试结果

2.2 电路开关机性能的验证

通常星用二次电源开关机电路的控制方式是使用OC门实现，进而控制输出电压的通断。为验证实际应用过程中此RCC电路的关机特性，将此RCC电路的禁止端INH接至OC门的输出，当控制OC门输出低电平信号时，RCC电路应无输出电压，验证电路原理框图如图4所示。

图4中的OC门由2kΩ限流电阻、开关三极管2N3439、5kΩ上拉电阻及+5V供电组成，A点即为OC门的输出。当信号发生器无输出时，2N3439处于截止状态，A点为+5V高电平，INH端为高电平，RCC正常输出；当信号发生器输出高电平信号时，2N3439由截止变为导通状态，A点电压为低电平，相应INH端为低电平使RCC输出关断。

在星用电源的整星联试过程中，由于控制指令线路过长或在高温环境（+70～+100℃）中，控制指令接口OC门的输出端到电源的禁止端之间可能存在较大的电路线压降，所以在图4的验证电路中增加一个滑线变阻器r，用于模拟实际应用中可能存在的线路电压降。验证时先将r设为0 Ω，模拟理想状态下的情况，再将r阻值逐渐增大，测试当控制线路线压降逐渐增大至最坏情况时时对RCC关机性能的影响。图5是实际验证RCC电源关机性能的曲线图，其中关机电压是指在实际测试关机功能时，控制OC门输出低电平后，禁止端INH对输入地GND1的电压VINH。

图4 验证OC门控制RCC电路关机的原理图

图5 RCC关机性能曲线图

由实际的测试过程及图5可看出，随滑线变阻器r取值增大，RCC关机电压也从0.01V逐渐增大到0.65V，输出电压从0.1V增大到11.8V，这说明原设计RCC电路随关机电压的增大，其关断性能呈指数规律变差，以至不能保证输出关断。

根据图1和图4的设计与验证原理，RCC关机的理想状态是使图1的VQ1始终无电流通过而处于截止状态，此时的电流流向应为：输入+Vin→R1→VD4→r→A→VQ2→GND1，但当r取值逐渐增大时，原电流会分流一部分流向三极管VQ1的基极与R2，从而使VQ1由截止状态向导通状态过渡，流过主变压器T1初级绕组1-2的电流逐渐增大，使电路由关断状态变为自激震荡状态，从而输出电压逐渐增大。经过测试，RCC在正常工作时INH端的电压为1.0V，此时相当于r为无穷大。当RCC关机，r的值从0 Ω增大到550 Ω，VINH的电压从0.01V增大至0.65V，输出电压从0.1V增大至11.8V时，说明电流已不再从INH端流出，VINH为0.65～1.0V时RCC关机状态与正常工作时状态趋同，流向为：输入+Vin→R1→VQ1→R2→GND1，关机功能失效。

以上验证与分析的结果说明原设计RCC允许关机电压的大小决定了此电路关机性能的优劣，且关机性能易受控制线路过长、OC门三极管导通时集电极—发射极压降Vce（即A点电压）及温度等因素的影响，严重者会导致不能正常关机。

3 关机性能的优化

考虑到上述问题，需减小关机电压对电路关机性能的影响，使得RCC输出电压关断至0V时，允许关机电压VINH的值较大，也即当控制电路存在较大线路压降等不利因素时，不影响RCC正常关断功能。

由图2可知，RCC开关三极管VQ1的基极电位为：

其中，VVD4为VD4导通电压，Vr为滑线变阻器r的压降，Vce为VQ2导通时集电极—发射极压降。

式（6）说明要使RCC输出关断时的关机电压VINH增大，关键在于不影响RCC正常工作的条件下，增大三极管VQ1的基极电位Vb，这样就允许禁止端INH到电源输入地GND1之间存在更大的电压降，即VINH增大。不影响RCC正常工作的必要条件就是VQ1各管脚电位（除输出端，因为输出端与输入端为磁隔离）与电路中其他元器件的相对电位保持不变。为此，优化后电路的原理图如图6所示。

图6是在原设计方案的基础上，对输入地GND1串接一个二极管VD5，其他参数保持不变，此方案可将VQ1的基极电位提高一个二极管的管压降，也即VD5的管压降（约0.7V），同时保证其他元器件的对地电位均提高了0.7V，且不影响RCC电路的正常工作，这样在RCC关断时，就允许存在更大的关机电压VINH。图7是RCC电路优化前后的关机特性测试曲线图。

图6 RCC开关机控制优化电路

图7 RCC电路优化前后的关机特性对比图

由图7可知，电路优化后VINH小于0.7V时，关机后输出电压均小于0.05V；VINH从0.7V增大至最大值1V的过程中，关机后输出电压从0.05V开始增大至3V，说明优化后的RCC电路比原状态的关机电压提高了0.7V。

4 结论

根据上述实验现象可知，对输入地GND1串接一个二极管使得电路的关机特性明显改善，优化措施有效，适用于线路压降很大且需要远程控制开关机的场合。从优化方案的结果来看，关机电压的增大值取决于对输入地串接的二极管的导通电压降，所以要获得更大的关机电压，提高关机性能，需选用导通压降较大的二极管或再增多串接二级管来解决，但串接的二极管越多，功耗也越大，导致效率变低，实际使用时要考虑实际所需的关机电压大小来确定。另外，此优化方案的关机电压的提高并不是连续变化的，因为二极管的导通压降是一定的，设计时也考虑到用一个阻值连续变化的滑动变阻器代替二极管VD5，但RCC电源在不同输出负载情况下，输入电流发生的变化导致流过电阻的电流也随之变化，最后会导致关机电压随带载的情况而变化，故弃用了滑动变阻器的方案，所以如何使电路的关机电压连续变化是以后需要继续研究的课题。

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Design and optimization of an on-off controllable RCC power supply

WANG Xiao-wen，MA Wen-bo，RONG Yan，WU Rong
（Lanzhou Institute of Physics，Lanzhou 730000，China）

A RCC power supply which can be on-off controlled is developed.An external controlling signal can enable or disable the power supply via its enable port.According to the operating principle of RCC circuit，the least change is made on base of the typical circuit to let it have reliable on-off controllable function without any affection.A solution is put forward to optimize its power off performance by research.The result proves that the power off performance of the optimized circuit has been improved.

RCC power supply； self-oscillating flyback converter； on-off controllable； optimization of power off performance

TN712

：A

：1674－6236（2017）15-0148-05

2016-07-26稿件编号：201607182

汪晓文（1987—），男，湖北大冶人，硕士，工程师。研究方向：星用二次电源技术。