何晓宇



一种用于LED背光驱动的带隙基准源

何晓宇

（中国电子科技集团公司第四十七研究所，辽宁 沈阳 110032）

依据带隙基准源的基本原理设计了一种用于LED背光驱动芯片的带隙基准源，与传统带隙基准源相比，设计的带隙基准源采用了无运放电路结构。该电路在基于0.5mm BCD工艺下完成设计，通过Hspice仿真表明，当温度在–40~+125℃变化时，基准源输出电压在1.227 5~1.229 8 V之间变化，温漂系数仅为11.36×10–6，基准源供电电压在6~8 V之间变化时，基准源输出电压相对变化量为0.85%，满足了设计要求。

LED背光驱动；带隙基准；共源共栅；沟道长度调制；启动电路；仿真

随着照明技术的发展，人们对于全球性的能源短缺和环保问题越来越关注，纷纷研究节能环保技术[1]。LED照明相比于传统照明，具有长寿命、高效率、低功耗等优点，应用越来越广泛[2]。近年来，LED驱动芯片的研究和发展取得迅速进步，越来越多的驱动芯片实现了低功耗和小型化。在LED驱动芯片设计中，作为模拟电路或混合信号电路中电压基准的具有相对较高精度和稳定度的基准电压源(Reference Voltage)是一个十分关键的模块，它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。模拟电路使用基准源，或者是为了得到与电源无关的偏置，或是为了得到与温度无关的偏置，其性能好坏直接影响电路的稳定，可见基准源是模拟或者数模混合电路中不可或缺的一部分，因此也可以说性能优良的基准源是一切电子系统设计最基本和最关键的核心之一。基准源的输出要求与其电源电压、环境温度和工艺的无关，LED驱动芯片中基准源为误差放大器、比较器、振荡器和过温保护电路等提供参考电压和电流。由于带隙基准源具有较好的温度特性和较高的电源抑制比，通常采用带隙基准源作为基准源。

由于应用的多样性，对基准源的要求也有所不同。在高精度的比较器、A/D和D/A转换器中，基准源一般要求较低的温漂系数和较高的电源抑制比。而通常采用的一阶温度补偿的带隙基准源温度系数一般在20×10–6/℃~50×10–6/℃，因此，设计低温度系数的带隙基准源一般必须进行高阶温度补偿。而在手提设备和无线通信方面，其对低电源需求的不断增加，设计低压工作的带隙基准源成为当前基准源研究的热点。由于传统带隙基准源的输出电压为1.2 V左右，所以对于电源电压低于1.2 V的带隙基准源设计必须采用特殊的电路结构，许多文献都提出了输出电压低于1.2 V的带隙基准源电路结构[3-4]。上述这些带隙基准源通常采用运放钳位或高阶曲率补偿等电路结构，但其调试难度高，电路结构复杂，电路功耗和版图面积也都大幅度增加。而在LED驱动芯片中，对于基准源的温度系数指标和低电压工作要求不是特别严格，选择一种无运放的简洁的带隙基准源电路结构，不仅可以降低芯片功耗和面积，也大大简化了设计成本。

本文提出了一种应用于LED驱动芯片的无运放、较为简洁的带隙基准源电路结构。该结构采用共源共栅镜像电流源来减小由于沟道长度调制效应带来的支路电流匹配误差，提高了带隙基准源的温度系数，同时，由于共源共栅镜像电流源的超高等效小信号电阻抑制了电源波动对带隙基准源输出电压的影响，提高了基准源的电源抑制比，满足了运用于宽电源电压范围的LED驱动芯片的要求。

1 电路结构及原理分析

1.1 传统的带隙基准源原理

图1是传统带隙基准源的原理图。由于大多数工艺参数随着温度变化而变化，因此为了得到恒定的基准电压输出需要将两个具有相反温度系数的电压量线性叠加来产生一个尽量不随温度变化的电压量。带隙基准源正是通过把合适权重的三极晶体管具有负温度系数的基极发射极电压be和具有正温度系数的工作在不同电流密度的三极晶体管基极发射极电压差Δbe相加而成。Δbe等于热电压T与ln的乘积（其中为两个三极晶体管集电极电流密度的比值），如果把基极发射极电压be乘以常量1，加上不同电流密度基极发射极的电压差Δbe（Tln）乘以常量2，则可以产生带隙基准电压的表达式为：

选取适当的1和2值，使得

由这个理论得到的典型的基准电压原理图如图1所示，1和2值相等，图1中运算放大器A1的作用是通过深度负反馈，让X点电压和Y点电压稳定在近似相等的值。带隙基准电压为:

图1 传统的带隙基准原理图

为了得到零温度系数，要让

这种带隙基准由于需要运算放大器，而运放的使用会使得输出电压受到运放失调电压的影响，还有会消耗较大的功耗，调试难度大。通过上文对带隙基准原理的分析，运放的主要作用是利用负反馈原理使X点和Y点电压相等，使得三极管两条支路电流相等，本文通过使用共源共栅电流镜电路替代运放，设计了一种无运放的简洁带隙基准电路。

1.2 带隙基准电路设计

本文设计的电路如图2所示，M6，M7，M9，M10，M13，M14通过共源共栅连接构成电流镜，使得流过Q0，Q1支路的电流相等。由于沟道调制效应，尽管两个MOS管都工作在饱和区且过驱动电压相同，但如果其源-漏电压不同，流过MOS管的电流也会有一定偏差，也就影响了电流镜像的比值，导致流过Q0，Q1支路的电流不相等，在此通过采用共源共栅电流镜结构来减小由于沟道长度调制效应引起的带隙基准对电源电压的依赖性，提高了基准电路的电源抑制比，同时提高了两条支路的电流匹配精度[6]。在PMOS管M10的漏端和NMOS管M11的漏极之间串联了电阻R0，采用这种自偏置的共源共栅结构，可以减少偏置电路，节约功耗，优化电路结构。

令Q1和Q0的发射极面积之比为，为常数（基于版图设计考虑，最终选择为8，这样可以更好地实现三极管的匹配，减小匹配误差）[7]，由于流过Q0和Q1支路的电流相等，则由三极管Q0，Q1和电阻R1组成了PTAT（与绝对温度成比例）电路，电阻R1上的电压与温度成正比关系，因此Q0和Q1支路的电流也与温度成正比关系，由于Q0和Q4基极发射极电压相同，Q4支路镜像Q0支路电流，最终输出的基准电压VREF为PTAT电流流过R2上得到电压加上Q2的BE电压。

图2 高精度带隙基准电路

推导如下表达式所示，其中c为三极管集电极电流，s为饱和电流，由工艺参数决定，与发射极面积成正比：

则

选取M6，M7，M9，M10，M8，M11为同样的宽长比：

令Q4和Q0的发射极面积之比为，则流过Q4集电极的电流为PTAT，所以：

通过选取合适的，，1，2的值，可以得到零温度系数的带隙基准电压。

在与电源无关的偏置电路中有一个很重要的问题是“简并”偏置点的存在，即带隙基准电路中存在两个平衡工作点，其中一个是零点，即工作状态是电源上电后基准产生模块中所有的晶体管均传输零电流，并且可以无限期地保持关断状态，另一个是正常工作点。由于电路可以稳定在两种工作状态中的任意一种，所以需要通过增加额外的电路，使得电源上电后能驱使电路摆脱简并工作状态并正常工作，这种电路就是所需要的启动电路。当电路正常工作后，启动电路将关闭以减小功耗。

图2中由M0，M1，M2，M3，M4，M5，以及M15，M16构成的反相器和M17共同组成启动电路。如果当电源上电时，所有的晶体管都传输零电流，环路两边的分支可以允许零电流，则可以无限期地保持关断[8]。为了避免带隙基准电路在电源上电后始终保持在初始零电流状态，需要启动电路的工作来摆脱简并偏置点。PMOS管M2的栅极接地，所以在上电及正常工作过程中一直处于开启状态。当电源电压上电时，M2管的漏极电位上升，导致M5管和M16管开启，把M5管漏极和M17管栅极电位拉低，M9，M10，M17管开启，同时电流流过Q2，为Q3基极提供偏置，M12的源极为Q0，Q1，Q4提供偏置，整个带隙基准部分有电流流过，开始工作。当带隙基准正常工作后，M3，M4管导通，M5管的栅极电压拉低，通过反相器后变为高电平，M17管关闭，从而减少了电源消耗。Q2，Q3，R2组成的负反馈网络提高了带隙基准电压REF的带负载能力。

2 仿真分析

对图2所示的电路采用Hspice进行仿真，本文的带隙基准电路是用在LED驱动芯片中的，电源电压为7.5 V，对REF进行从–40~+125 ℃的温度扫描，所得的结果如图3所示。由该图可知，基准电压在1.227 5~1.229 8 V变化，温漂约为11.36×10–6。在温度为25℃时基准电压约为1.229 7 V，达到了设计要求。

图3 基准电压随温度变化曲线

带隙基准电源抑制比的仿真如图4所示，当电源电压较低时，输出电压跟随电源电压上升，当电源电压高于3.4 V左右时，输出电压逐渐稳定，在6~8 V时较为稳定，相对变化量为0.85%，满足了设计要求。这种现象主要是因为在电源电压低于3.2 V时，MOS管工作于线性区，相当于电阻，输出电压随着电源电压上升。当高于3.4 V时，MOS管工作于饱和区，整个电路稳定工作，输出基准电压也较稳定。

图4 基准电压随电源电压变化曲线

3 结论

设计了一种用于LED驱动芯片的无运放带隙基准源，通过Hspice进行了仿真，结果表明，基准源输出电压REF在–40~+125 ℃的温度范围内，温漂约为11.36×10–6，在6~8 V电源电压范围内，基准电压变化较小，相对变化量仅为0.85%，满足了设计要求。

[1] 班焯. 基于DC-DC的白光LED驱动电路的研究与设计 [D]. 长沙: 湖南大学, 2009.

[2] 段闻勇. 白光LED驱动芯片设计 [D]. 合肥: 合肥工业大学, 2010.

[3] BONI A. Op-amps and startup circuits for CMOS bandgap references with near 1-V supply [J]. IEEE J Solid State Circuits, 2002, 37(10): 1339-1343.

[4] DOYLE J, LEE Y J, KIM Y B, et al. A CMOS bandgap reference circuit with sub-1-V power supply voltage [J]. IEEE J Solid State Circuits, 2004, 39(1): 252-255.

[5] 毕查德·拉扎维. 模拟CMOS集成电路设计 [M]. 西安: 西安交通大学出版社, 2003: 312-315.

[6] 陈碧, 罗岚, 周帅林, 等. 一种低温漂CMOS带隙基准电压源的设计[J]. 电子器件, 2004, 27(1): 79-82.

[7] 胡赛君. 一种低电压带隙基准电压源的设计[J]. 电子元器件应用, 2009(8): 61-63.

[8] 李亮, 陈珍海. 一种共源共栅自偏置带隙基准源设计[J]. 电子与封装, 2010, 10(1): 24-27.

（编辑：陈丰）

A bandgap reference designed for LED backlight driver

HE Xiaoyu

(The 47th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation, Shenyang 110032, China)

Based on the basic theory of bandgap reference, a bandgap reference circuit for LED backlight driver was designed. Compared with the traditional ones, there is no amplifier in the present bandgap reference circuit. The circuit was designed on 0.5mm BCD process and simulated by Hspice. When the circuit is operated at 7.5 V power supply with the temperature range of –40~+125℃, the variation of the bandgap reference output voltage is 2.3 mV, and the temperature drift coefficient is only 11.36×10–6. When the power supply varies from 6 V to 8 V, the relative variation of the bandgap reference output voltage is only 0.85%. It meets the design requirements.

LED backlight driver; bandgap reference; cascode; channel length modulation; start-up circuit; simulation

10.14106/j.cnki.1001-2028.2016.07.006

TN432

A

1001-2028（2016）07-0023-04

2016-05-11

何晓宇（1984－），女，辽宁海城人，研究生，主要从事集成电路工艺及设计工作。

2016-07-01 10:50:42

http://www.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20160701.1050.011.html