王淑惠

（南京电子技术研究所，江苏南京210039）

0 引 言

软开关技术是电力电子技术研究的热点之一，是电力电子装置向高频化、高功率密度化发展的关键技术。传统的移相全桥PWM ZVS DC／DC变换器可以实现主开关管的ZVS，但滞后桥臂实现ZVS的负载范围较小；整流二极管存在反向恢复问题，不利于效率的提高；输入电压较高时，变换器效率较低，不适合对电源性能有特殊要求的场合［1］。

LLC串联谐振变换器能够有效地克服移相全桥WM ZVS变换器的缺点。本文首先对LLC串联谐振全桥DC／DC变换器的工作原理进行了详细研究，然后给出了其主电路关键元器件参数设计方法，并采取了基于MC34067的控制和保护电路，最后通过实验验证了理论分析和设计的正确性与有效性。

1 LLC串联谐振全桥DC／DC变换器工作原理

LLC串联谐振全桥DC／DC变换器主电路如图1所示。MOS管T1～T4构成全桥逆变电路，T1、T4采用同一驱动信号，T2、T3采用同一驱动信号，占空比均为50%。T1（T4）和T2（T3）驱动信号之间存在一定死区。D1～D4为MOS管的寄生二极管，电感Lr、Lm和Cr组成串联谐振网络，D5～D6构成全波整流电路，Cf为滤波电容［2～4］。

图1 LLC串联谐振全桥DC／DC变换器主电路图

一个周期内，变换器可以分为六个工作模态，其主要波形如图2。

图2 各模态主要波形图

（1）模态1（t0～t1）

t0时刻，T1、T4导通（由于t0时刻之前D1、D4已经导通，故为ZVS），谐振电流ir流经T1、T4。变压器副边电压极性为上正下负，整流二极管D5导通，为负载提供能量。此时由于副边二极管导通，电感Lm上的电压被箝位至NUo，故ilm线性上升。

（2）模态2（t1～t2）

t1时刻，ir＝iLm，流入变压器原边的电流为零，变压器原边和副边没有能量交换。D5、D6中电流为零，Uo对于Lm的箝位作用消失，Lm开始参与谐振。由于Lm很大而且谐振周期长，此时可以近似认为ir＝iLm＝Im恒定（Im为iLm最大值）。谐振电容被恒流充电，电压线性上升。

（3）模态3（t2～t3）

t2时刻，关断T1，T4。D2，D3续流导通，变压器原边电压极性变为上负下正，整流二极管D6开始导通。由于此前D5电流已经为零，故D5，D6换流期间无反向恢复问题。由于变压器原副边恢复导通，Lm重新被箝位至-NUo，退出谐振过程，电流iLm线性下降。

（4）模态4（t3～t4）

t3时刻，T2、T3开通（由于此前D2、D3已经导通，故为ZVS），谐振电流ir流经T2、T3；变压器副边电压极性为上负下正，D6继续导通。电感Lm上的电压仍被箝位至-NUo，故iLm线性下降，Lm不参与谐振过程。

（5）模态5（t4～t5）

t4时刻，ir＝iLm＝-Im，流入变压器原边的电流为零，变压器原边和副边没有能量交换。Uo对于Lm的箝位作用消失，Lm开始参与谐振。同时谐振电容被恒流放电，电压线性下降。

（6）模态6（t5～t6）

t5时刻，关断T2、T3，D1、D4续流导通，变压器原边电压极性变为上正下负，整流二极管D5开始导通。和模态3一样无反向恢复问题。由于变压器原副边恢复导通，Lm重新被箝位至NUo，从而退出谐振过程，电流iLm线性上升。

2 主电路参数设计

结合LLC串联谐振变换器的工作原理给出其主电路参数设计方法［5］。

2.1 变压器变比N

当开关频率与谐振频率相等时，变换器直流变换比M＝1，根据该条件可以确定变压器的变比N。

式中，Uin取输入电压最高值。

2.2 谐振电容C r

串联谐振电容既是隔直电容又是谐振电容，它将储存谐振能量。由于谐振能量取决于输出功率，Cr的值越小、输出功率越大，Cr的电压就越高。因此首先应对它的峰值电压Ucrm和Cr的关系作近似估算。

2.3 谐振电感L r

Cr确定后，就可以根据谐振频率的大小确定Lr的大小。

2.4 电感L m

当输出电压Uo和输入电压Uin的变化范围一定时，开关频率fs的变化范围和Lm、Lr的比值h大小有关，可以根据fs的变化范围确定h的大小。

2.5 输出滤波电容C f

滤波电容与负载并联，其电容量大小与输出纹波电压和输出电流密切相关。根据技术指标要求：纹波电压（峰峰值）小于额定电压0.5%，实际设计中由于开关周期小，可以近似认为Cf的放电时间为Ts。这样可以取较大的电容值，满足技术指标的要求。

3 控制电路设计

控制电路主要由控制信号的产生部分、功率驱动部分、隔离输出部分组成，控制电路结构图如图3所示。

图3 控制电路结构图

3.1 主功率管控制信号产生部分

控制芯片采用MC34067，该芯片采用PFM调制技术，输出驱动脉冲频率可以高达1 MHz以上，输出信号为正脉冲，非常适合MOSFET的驱动。MC34067主要由基准电压、压控振荡器、误差放大器、软启动电路、欠压锁定、保护电路和输出电路构成，如图4。

图4 MC34067结构框图

3.2 功率驱动、隔离输出和保护部分

3.2.1 功率驱动部分

由于MC34067的驱动电流不足以驱动MOSFET，因此根据MOSFET驱动特性的要求设计相应的功率驱动电路，如图5所示。图5中上下两个电路完全对称。两个MOS管Q2、Q4构成推挽输出级，当输入信号Driver1为高电平时，Q2导通，Q4截止，输出信号为低电平。当输入信号Driver2为低电平时，Q3导通，Q1截止，输出信号为高电平。由于驱动电路参数可能不对称，Q2、Q4（Q1、Q3）可能直通。电阻R3、R5、R10、R12可以起到限流作用。另外C2～C5起到隔直作用，防止隔离变压器T1直流磁化。

图5 功率驱动部分

3.2.2 隔离输出部分

为了实现控制电路和主电路的电气隔离，可以采用高速光耦或隔离变压器进行隔离。一般高速光耦隔离驱动的最高频率为30 k Hz～50 k Hz，而且需要单独电源供电。由于本电路输出驱动信号频率较高，而且Driver1与Driver2是互补等宽的，故适合采用高频变压器。隔离输出电路如图6所示。

图6 隔离输出部分

3.2.3 保护部分

为了防止主开关管直通造成过电流损坏器件，和避免输出过电压，在控制电路中加入过流和过压保护电路，如图7所示。通过输入直流母线上电流霍尔传感器，检测母线电流，当有过流或过压现象产生，比较器输出低电平。微分电路检测比较器输出信号下降沿，经过二极管构成的与门和RS触发器后输出高电平信号，该信号与MC34067的10脚相连，可以将输出脉冲关闭。

图7 过流和过压保护电路

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性，研制了一台500 W的实验样机，实验装置参数如表1所示。

表1 实验装置参数

图8为满载时主开关管的驱动信号、管压降和谐振电流波形，输入电压为400 V。从图8可以看出，当输出电流为10 A时，谐振电流ir在开关管开通之前均已变为负，其开关管寄生反并二极管已经导通，从而实现零电压开通。

图8 负载电流10A时的波形

纯阻负载条件下，测得实验装置在不同输入电压，额定负载时的效率，绘制曲线如图9所示。

5 结 论

LLC串联谐振全桥DC／DC变换器与传统移相全桥PWM ZVS DC／DC变换器相比，主开关管可以在宽负载范围内实现ZVS；副边整流二极管实现ZCS，没有反向恢复问题；当输入电压较高时，效率较高。本文研制了一台500 W的实验样机，实验结果表明该变换器具有较大应用价值。

图9 不同输入电压，额定负载条件下实验装置的效率曲线

［1］ Bo Yang.Topology Investigation for Front End DC／DC Power Conversion for Distributed Power System［D］.Virginia Polytechnic Institute and State University，2003.

［2］ 阮新波，严仰光.直流开关电源的软开关技术［M］.北京：科学出版社，2000.

［3］ 陈 坚.电力电子变换和控制技术［M］.北京：高等教育出版社，2002.

［4］ 黄贵松，顾亦磊，章进法.LLC串联谐振直流-直流变换器［J］.电源技术学报，2002，1（1）：61-66.

［5］ 顾亦磊，吕征宇，钱照明.三电平LLC谐振型DC／DC变换器的分析和设计［J］.电力系统自动化，2004，28（16）：67-71.