宗泽源，施芸城

(东华大学理学院，上海201620)

0 引言

通过金属化脉冲电容直接对线圈或大容量脉冲变压器放电能获得较大的脉冲电流。为了控制脉冲电流的脉宽，需要选用合适的开关来控制电容能量的释放。近年来，大功率半导体开关的迅速发展为高功率脉冲的产生提供了更多的选择。绝缘栅双极型晶体管，IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，是由BJT(双极型三极管)和MOS (绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降2个方面的优点［1］，在电力电子领域中得到越来越广泛的应用。但由于IGBT的关断时间短(可达十几纳秒)，在此过程中很可能产生过电压［2，3］。在实际应用中，对IGBT的过压保护必不可少。

1 尖峰电压形成与消散的原因分析

1.1 IGBT开关管上产生尖峰电压的原因

以图1所示的典型电路结构作为问题分析对象。电容C作为电路的能量提供单元，在IGBT的控制下，以一定周期向负载电感L传输电流，其中与IGBT并联的二极管D2是IGBT自身的体二极管。快恢复二极管D1作为负载L的续流二极管。适当匹配电容C和电感L的值，可以获得所需要的大电流。在一个周期里，当IGBT在极短的时间内关断过程中，整个C-L回路中的电流会经历巨大的变化率。理想情况下，负载L中的电流通过续流二极管D1与L自身构成回路，从而不对IGBT产生影响;而忽略C-L回路的杂散电感情况下，可以认为回路电流能迅速变为零。

图1 典型的IGBT控制C-L放电回路

实际情况中，在C-L放电所创造的大电流环境下，回路的杂散电感Ls所蕴含的能量不容忽视。杂散电感Ls在IGBT关断时会经历巨大的电流变化率，此时在IGBT两端就会产生正向的尖峰电压［4］，即Ls·dI/dt。同时，续流二极管在开通初期，会出现较高的瞬态压降，经过一定的时间后才能处于稳定状态［5］。如图2所示的是实际测量的快恢复二极管D1导通过程的电压波形。

图2 快恢复二极管开通过程中电压波形

于是，在IGBT关断瞬间将有

的尖峰电压加载在IGBT的正向两端，其中，Uc为主电容电压，即母线电压。当中起主要作用的是杂散电感Ls引起的过压，续流二极管的压降VFM会迅速降低直至完全导通，之后负载电感L上的电流将不会对IGBT产生影响。

图3是一个IGBT关断时产生尖峰电压的实例。母线电压为30 V，IGBT关断时，集电极与发射极之间的电压Uce远大于母线电压Uc的2倍，当尖峰电压超过IGBT的额定电压时，足以使其损坏。

图3 IGBT关断时CE两端所承受的尖峰电压

1.2 尖峰能量的分散消耗方式

过压保护电路也称吸收电路或缓冲电路，是抑制过电压的重要方法之一。吸收电路的主要思想是基于电容电压不能突变的特性，将杂散电感在IGBT关断瞬间释放的尖峰能量快速吸收暂存于电容中，再缓慢释放出电容，即将集中能量分散化。这样就避免了瞬时能量对IGBT造成的损害。基于静电电容的无源吸收电路主要有以下3种［6，7］。

(1)C型吸收电路，如图4(a)所示，其吸收电路只有一个电容。其优点是电路简单，成本低;缺点是容易产生寄生振荡:主电路的寄生电感与吸收电容构成一个LC谐振电路。

(2)RC型吸收电路，如图4(b)所示。其优点是电路简单;缺点是容易造成过冲电压，并在使用大容量IGBT时，会引起集电极电流升高，因此必须增大电阻R，这样会使IGBT功能受到一定限制。

(3)RCD型吸收电路。如图4(c)所示，在RC吸收电路的基础上并联一个快速恢复二极管。此电路可以有效地避免C型吸收电路所产生的振荡，该缓冲电路中的快恢复二极管可箝位瞬变电压，从而抑制振荡发生，并且快恢复二极管的引入可以使缓冲电阻增大，避开了IGBT开通功能受阻问题。

图4 3种基于静电电容的无源吸收电路

在大电流单向脉冲控制的应用中，主要需要防止IGBT关断瞬间的回路杂散电感引起的尖峰电压。因此RC型电路因其不能防止过冲电压而不能使用。比较理想的电路是C型和RCD型吸收电路。

图5 (a)使用C型吸收电路时IGBT两端的电压波形;(b)RCD型吸收电路时IGBT两端的电压波形

使用C型吸收电路时会在IGBT开启和关断时产生较大的振荡，在关断时尤为严重。以图5 (a)为例，母线电压150 V，吸收电容为1 μF时，IGBT两端的电压波形出现严重的振荡。电容的加入消除了图3的尖峰电压及其后的高频振荡，但对过压的抑制效果有限，同时带来了与吸收电容相匹配的低频振荡。加大吸收电容可以降低关断时的峰值电压，但同时也增加了振荡周期，使IGBT的开通和关断波形受到较强的影响。

图6 RCD型吸收电路中的尖峰电压局部放大

在IGBT集电极和发射极上并联RCD型吸收电路，很好地吸收了回路杂散电感的能量，但对于关断瞬间的尖峰电压并没有进行有效地吸收，如图5(b)所示。此时RCD电路中电容C为3 μF，电阻R为1 Ω。图6是该尖峰电压的局部放大，脉宽约为500 ns。从图2实际测量得到的快恢复二极管导通电压特性可知，快恢复二极管的导通时间也约为500 ns，因此产生尖峰电压的原因是RCD电路中的快恢复二极管D无法迅速导通造成的。加快快恢复二极管导通速度可以降低尖峰的幅值，但大功率的快恢复二极管导通时间均较长，因此只能通过其他方法来解决尖峰问题。

图7 同时使用C型和RCD型吸收电路

为了同时解决回路杂散电感能量吸收和快恢复二极管无法快速导通的问题，可采用RCD型吸收电路和C型吸收电路并行使用的办法。如图7所示，利用电容两端电压不能突变的特性，将一个容值远小于RCD电路中C1的电容C2直接并联在IGBT两端。当IGBT快速关断时，整个回路产生的尖峰电压先由C2暂时吸收，直到RCD电路中快恢复二极管D导通后，存在于杂散电感中的大部分能量由C1来吸收。

2 混合形吸收方式对尖峰能量消散的实验探究

图8是在使用了图7所示的吸收电路时IGBT两端的电压波形，其中，R=1 Ω，C1=4 μF，C2=0.168 μF，IGBT为三菱CM400HA-24，母线电压150 V时脉冲电流235 A。从图8中可以观察到，关断时的尖峰电压已经被吸收，Uce最高电压不超过母线电压的1/3，达到了吸收电路对IGBT的过压保护功能。同时也观察到，将2种吸收电路混合使用，可使C2使用较小的容值，避免了强烈振荡对IGBT导通和关断时的影响。

通过选择合适的吸收电路元件参数，能在保护IGBT不受损坏的前提下，充分运用大功率IGBT的额定参数值。

图8 同时使用RCD型和C型吸收电路时的IGBT电压波形

3 结论

IGBT在关断大电流时会受到回路杂散电感产生尖峰电压的影响，严重情况下还会导致IGBT的永久损坏。通过对3种吸收电路特点的分析，最终选用C型和RCD型吸收电路混合使用，达到了既能有效吸收回路杂散电感能量，同时又不影响IGBT导通和关断特性的目的。实际使用中，可以根据电路的电流大小，适当地选择RCD和C型吸收电路中元件的参数可以达到前述目的。

［1］ 姜栋栋，王 烨，卢 峰.IGBT过电压产生机理分析及RC缓冲电路的设计［J］.电力科学与工程，2011，27(4):23－29.

［2］ Hossain Z，Olejniczak K J，Burgers K C，et al.Design of RCD snubbers based upon approximations to the switching characteristics.I.Theoretical Development［C］.//Electric Machines and Drives Conference Record，1997.IEEE International.IEEE，1997:TA2/6.1－TC2/6.3.

［3］ Hossain Z，Olejniczak K J，Burgers K C，et al.Design of RCD snubbers based upon approximations to the switching characteristics.II.Simulation and experimental results［C］.//Electric Machines and Drives Conference Record，1997.IEEE International.IEEE，1997: TC2/5.1－TC2/5.3.

［4］ Chokhawala R S，Sobhani S.witching voltage transient protection schemes for high-current IGBT modules［J］.Industry Applications，IEEE Transactions on，1997，33 (6):1601－1610.

［5］ 易 荣，赵争鸣，袁立强.高压大容量变换器中快恢复二极管的模型［J］.电工技术学报，2008，23(7): 62－67.

［6］ 吴红奎.IGBT基础与应用实务［M］.北京:科学出版社，2010:120－122.

［7］ 张全柱，黄成玉，邓永红.逆变器用IGBT吸收电路的仿真研究［J］.电源技术，2009，33(10):914－917.