高晓峰

【摘 要】本文首先分析了蓄电池充放电用双向DC-DC变换技术的工作原理，在此基础上给出了系统参数的设计，采用双向DC-DC变换的移相控制策略对设计电路进行了仿真和实验，其结果验证了理论分析的正确性。

【关键词】蓄电池充放电；双向；DC-DC变换器；移相控制

0.引言

蓄电池在国民生产各部门应用越来越广泛，如何能快速、安全、高效的给蓄电池充电就显得非常重要。传统的蓄电池充放电装置一般采用晶闸管整流或三相PWM整流。采用晶闸管整流的蓄电池充放电装置存在功率因数低，谐波电流大，滤波电抗器体积大的缺点；而采用三相PWM整流的蓄电池充放电装置由于有工频变压器的存在，使装置的体积和重量都非常大，而且还会会产生音频噪声。随着电力电子器件及功率控制技术的发展，基于PWM变流技术的双向DC-DC变换器拥有体积小、效率高、频率高、动态性能好等优点，为蓄电池充放电装置的开发提供了一种新型的解决方案。为此，本文针对实际需求，对蓄电池充放电用双向DC-DC变换技术进行研究，设计了一种高效、节能的蓄电池充放电用DC-DC变换器。

1.主电路拓扑结构分析

本研究选的具体电路结构如图1所示：

图1蓄电池充放电机电路拓扑结构

主电路分为三个部分，即输入电路、隔离电路和输出电路。

输入电路为三相PWM整流电路，功能为将电网的三相交流电转换成直流电。相对于谐波污染比较严重的二极管整流或晶闸管整流，PWM整流器是比较优越的整流装置。它不仅可以降低低次谐波，还支持能量的双向流动，因此将三相PWM整流电路用在蓄电池充放电系统的输入侧具有很强的实用性。

隔离电路为一个双向DC-DC变换器，功能为电气隔离和电压变换。双向DC-DC变换器的原边H桥将输入电路送来的直流电转换为高频方波，经过高频变压器调压隔离后送至副边H桥，副边H桥将高频方波变换为直流电。

输出电路为一个双向斩波器，功能为调节变压器副边的直流母线电压。

2.控制过程分析

全桥变换器的输出控制是通过控制四只开关管的通断顺序以及通断时间来实现的，因此，可以有多种控制策略。归纳起来，可以分为三种：双极性控制、有限双极性控制和移相控制。

移相控制方式具有很多的优越性，相对于双极性控制和有限双极性控制，有更好的电路工作特性，适合中大功率的场合。由于所研究的蓄电池充放电装置功率较大，考虑到移相控制的优越性，以及为以后的软开关控制研究做准备，本研究决定采用移相控制策略。

主电路控制过程如下：

（1）初始时刻，三相整流桥前端断路器为断开状态，高频变压器原副边母线电容电压均为零，蓄电池电量为零。

（2）充电时，合上断路器，给系统供电，并控制高频变压器原边H桥开关器件工作，控制高频变压器副边H桥开关器件封锁，控制斩波器工作于降压模式，此时变压器原边母线电容电压逐渐上升。变压器原边H桥采用移相PWM控制方式，调节移相角，使变压器副边母线电容电压逐渐上升至设定值，并通过斩波器保持稳定。能量从变压器原边流向副边，并对蓄电池进行充电。

（3）放电时，制高频变压器副边H桥开关器件工作，控制高频变压器原边H桥开关器件封锁，控制斩波器工作于升压模式，调节斩波器占空比，使变压器副边母线电容电压逐渐升高，当副边母线电容电压高于原边母线电容电压时，电能从变压器副边流向原边，从而实现蓄电池的放电。

3.系统参数设计

3.1功率开关管的选取

本论文所研究的变换器输出功率是2000W，适合采用功率MOSFET管作为变换器的功率开关。

本研究所设计的双向DC-DC变换器基本参数如下：

变压器原边电压U1=300V；

变压器副边电压U2=240V；

系统输出电压Uo=200V；

系统输出电流Io=10A；

功率管开关频率fs=20KHz。

考虑100%的裕量，流过MOSFET管的额定电流最大值为Imax=Io（l+100%）=20A

加在MOSFET管上的最大电压为U1=300V，考虑100%的裕量，取Vmax=U1（1+100%）=600V

根据以上参数，实际选择英飞凌公司型号为IPW60R045CP的MOSFET（VDS=600V，ID=60A，RDS=0.045Ω）

3.2高频变压器的设计

由于设计过程较繁琐，在此仅列出设计结果：磁芯选取新康达（CONDA）磁业有限公司E85B型磁芯，原边匝数取30匝，副边匝数取24匝，导线直径0.83mm，原边绕组4股并绕，副边绕组5股并绕。

3.3输出斩波器电感设计

作为buck输出电感时，

输出电感电流连续时电感临界值：

L≥（3-1）

保证在10%最大输出直流电流情况下，输出电感电流仍连续，即VDC=240V，Io=1A，则D=0.5时，电感最大为1.5mH。

作为boost升压电感时：

电感电流连续时电感临界值：

L≥（3-2）

保证在10%最大放电电流情况下，输出电感电流仍连续，即VDC=240V，Io=1A，则D= 4/27时，电感最大为0.65mH。

如果要满足两种情况下的需要，取电感为10A，0.6mH。

4.系统仿真分析

充电模式电路拓扑图如图2所示，其中变压器原边H桥的调制策略选用移相调制策略。

图2充电模式拓扑图

当移相角θ=30°时各仿真波形如下图所示：

图3θ=30°时变压器原边电压UAB波形

图4θ=30°时输出电压Uo波形

图5θ=30°时输出电流Io波形

当移相角增大时，变压器原副边电压的占空比会变大，则输出电压与输出电流的值也会相应增加。下面对移相角为150°时的情况进行仿真，各仿真波形如下图所示：

图6θ=150°时变压器原边电压UAB波形

图7θ=150°时输出电压Uo波形

图8θ=150°时输出电流Io波形

可以看出相对于θ=30°，输出电压与输出电流的稳定值都增加了，这说明移相控制可以调节输出电压的大小。

放电模式下仿真波形与充电模式类似，此处不再赘述。

5.实验结果及分析

H桥采用移相控制策略，移相角为30°时各实验波形如下图所示：

图9θ=30°时变压器原边电压UAB波形

图10θ=30°时输出电压Uo波形

移相角为150°时各实验波形如下图所示：

图11θ=150°时变压器原边电压UAB波形

图12θ=150°时输出电压Uo波形

从以上实验波形可以看出，实验波形和仿真波形基本一致，移相角增加时输出电压也变大了，即实验验证了移相控制对输出电压的可调性。

6.结语

研究结果表明，本文研究的蓄电池充放电用双向DC-DC变换器由于采用了高频变压器，所以具有体积小、重量轻、成本低廉等优点，有着更强的市场竞争力；同时由于开关频率为20KHz，因此可以减小滤波器的体积，降低甚至消除音频噪声，改善系统的动态响应。该DC-DC变换器具有很强的实用价值。

【参考文献】

[1]陈道炼，张友军.单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器的研究.中国电机工程学报，2003，（4）：27-30.

[2]张占松，蔡宣三.开关电源的原理和设计.电子工业出版社，1998，7.